ОСНОВНЫЕ ПРЕДПОСЫЛКИ ПРИМЕНЕНИЯ ЭЛЕКТРОННЫХ И МИКРОПРОЦЕССОРНЫХ СИСТЕМ

Система управления ГМП должна обеспечивать пере­ключение передач, а в некоторых случаях осуществлять блоки­ровку и разблокировку гидротрансформатора в зависимости от входных управляющих сигналов, поступающих от устройств конт­роля режима движения автомобиля и нагрузки его двигателя. Наиболее распространены системы управления ГМП, которые вы­рабатывают команды на переключение передач в зависимости от скорости движения автомобиля и нагрузки двигателя.

При полностью гидравлической системе автоматики ГМП в ка­честве датчиков скорости движения автомобиля используются гидравлические устройства, обеспечивающие повышение давления жидкости по мере увеличения частоты вращения ведомого вала передачи. В качестве таких гидравлических устройств наиболее широко применяют центробежные регуляторы давления, а для управления блокировкой гидротрансформатора иногда исполь­зуются так называемые трубки Пито. Давление жидкости, создаваемое этими устройствами, обеспечивает необходимое усилие воздействия на золотники или клапаны в гидросистеме управле­ния ГМП.

Нагрузку двигателя обычно оценивают по положению педали подачи топлива или по разрежению во впускном трубопроводе двигателя. В зависимости от указанных факторов изменяется на­тяжение пружин, воздействующих на указанные золотники (или клапаны), либо осуществляется их перемещение.

Под воздействием результирующего давления жидкости, созда­ваемого гидравлическим устройством, и усилия пружины, завися­щего от нагрузки двигателя, перемещаются золотники (откры­ваются и закрываются клапаны), в результате чего гидравличе­ские цилиндры включения фрикционов ГМП соединяются с напорной магистралью гидросистемы (полость высокого давления жидкости) или с полостью низкого давления (полость слива). Таким образом происходит включение и выключение соответст­вующих фрикционов ГМП, обеспечивающих изменение передаточ­ного отношения ее редуктора, и блокировка гидротрансформатора. Для создания «перекрытия» в состав гидросистемы управления ГМП входят соответствующие дросселирующие устройства или регулирующие клапаны. Такие же устройства (золотники или клапаны) применяют в гидросистеме управления ГМП в механи­ческих или механогидравлических устройствах, вырабатывающих команды на переключение передач.

При оснащении ГМП электронной системой управления обыч­но гидропривод исполнительных механизмов, воздействующих на фрикционы, сохраняется. Однако взамен золотниковых устройств и гидропривода клапанов системы управления в ней используется электромагнитный привод клапанов, а управление электромагни­тами осуществляется электронными устройствами.

Электронная система автоматики так же, как и любая другая система, должна вырабатывать команды на переключение передач в зависимости от условий движения автомобиля. Однако она обла­дает по сравнению с другими системами более широкими воз­можностями реализации оптимального закона управления. Так, например, теоретические исследования показывают, что весьма перспективной является система управления ГМП, которая обес­печивает переключение передач в зависимости от режима работы гидротрансформатора. При данной системе управления команда на включение последующей (высшей) передачи должна выраба­тываться, когда коэффициент трансформации гидротрансформа­тора приближается к единице. Реализация такой системы управ­ления целесообразна только при использовании электронных устройств.

Применение электронной системы управления позволяет в не­которых случаях упростить конструкцию ГМП и повысить ее на­дежность. В частности, при управлении по заданному закону электромагнитными клапанами включения фрикционов можно исключить из гидросистемы специальные гидроклапаны плавного включения фрикционов, осуществляющие режим «перекрытия». Важным преимуществом электронной системы управления ГМП является стабильность ее характеристик, отсутствие необходи­мости регулирования и технического обслуживания в эксплуата­ции. Настройка ГМП на заданные условия работы при электрон­ной системе управления может быть обеспечена с точностью до 1 — 2 %, в то время как механические и гидравлические устройства позволяют иметь точность настройки только 5 — 7 %.

Помимо выполнения основной задачи — обеспечения переклю­чения передач по заданному закону — электронная система управ­ления защищает ГМП от аварийных режимов в случае ошибочных действий водителя или отказа одного из элементов управления. Существенным достоинством электронной системы управления ГМП яйляется возможность быстрой замены отказавшего элек­тронного блока управления переключением передач — в штепсель­ный разъем подключают исправный электронный блок автома­тики взамен отказавшего.

Электронная аппаратура управления располагается вне кар­тера ГМП, .а узлы автоматики гидравлических систем управле­ния — внутри картера или в лучшем случае под крышкой ГМП. Вследствие этого для ремонта или замены отказавшего элемента при электронной системе управления ГМП требуется гораздо меньше времени и трудозатрат по сравнению с гидросистемами управления.

Следует, однако, иметь в виду, что стоимость гидравлических или механогидравлических систем управления ГМП по сравнению с электронными системами автоматики ниже. В настоящее время начался серийный выпуск электронных систем управления ГМП для автомобилей высокого класса и автобусов, для которых сравнительно высокая стоимость электронной системы управления не имеет решающего значения.

 

ОСНОВНЫЕ ТРЕБОВАНИЯ К ЭЛЕКТРОННЫМ И МИКРОПРОЦЕССОРНЫМ СИСТЕМАМ

В зависимости от выбранного алгоритма управления и настройки системы автоматики можно обеспечить или высокие динамические показатели автомобиля, или наилучшую топливную экономичность. В связи с этим приходится выбирать компро­миссные варианты алгоритма и настройки системы управления ГМП, которые, не ухудшая заметно динамических показателей автомобиля, позволяют получить хорошую топливную экономич­ность на наиболее часто встречающихся режимах эксплуатации. Задача может быть успешно решена при переключении передач в зависимости от двух параметров: скорости движения автомобиля и нагрузки на двигатель. Чем выше нагрузка на двигатель, тем при более высоких частотах вращения коленчатого вала и, следова­тельно, при больших скоростях движения автомобиля должны переключаться передачи.

Для улучшения топливной экономичности автомобиля и исклю­чения цикличности процесса переключения передач скорость дви­жения автомобиля, при которой происходит переход с низшей на высшую передачу, должна быть выше скорости, соответствующей обратному переключению (с высшей на низшую передачу).

Именно по такому алгоритму действуют практически все вы­пускаемые серийно ГМП независимо от типа применяемой систе­мы управления. Наряду с этим проводятся разработки и исследо­вания электронных систем управления ГМП, в которых переклю­чение передач осуществляется в зависимости от коэффициента трансформации гидротрансформатора [16].

При использовании электронной и в особенности микропро­цессорной систем управления достаточно просто решается проб­лема изменения алгоритма переключения передач, а также пере­настройка блоков автоматики. Поэтому в зависимости от условий эксплуатации автомобиля можно переключать названные системы управления в наиболее подходящий для данных условий режим их работы. Такое переключение особенно целесообразно для авто­бусов, которые могут эксплуатироваться как в городских усло­виях, так и на загородных маршрутах, в том числе на горных дорогах.

Для защиты электронного блока ГМП от аварийных режимов, которые могут возникнуть при ошибочных действиях водителя или отказах элементов самой системы, в состав электронных и микропроцессорных систем управления должны входить устрой­ства, осуществляющие следующие защитные функции:

предотвращение выхода из строя электронного блока при коротком замыкании или перегрузке по току цепей питания элек­тромагнитов системы управления;

исключение возможности перехода на низшую передачу при движении с высокой скоростью в случае отказа датчиков ско­рости автомобиля или нагрузки двигателя, а также при непра­вильном срабатывании элементов системы автоматического управ­ления;

предотвращение одновременного включения двух и более

передач.

Кроме того, система управления должна содержать устройство индикации срабатывания защиты для сигнализации водителю о наличии неисправности в системе.

ПАССИВНЫЕ КОМПЛЕКТУЮЩИЕ ЭЛЕМЕНТЫ

 

Резисторы

Постоянные резисторы. Основными параметрами посто­янных резисторов являются следующие.

1. Номинальное сопротивление Rном, которым обозначается резистор. Значения RНом стандартизованы, а их количество в де­каде, т. е. десятичном интервале (в пределах 0 — 10 Ом, 10 — 100 Ом и т. д.), зависит от типа ряда. Ниже приведены соотноше­ния номинальных сопротивлений (в Ом) резисторов для наиболее распространенных рядов [27]:

Е24 ....... 1		1,1		1,2		1,3		1,5		1,6		1,8		2,0		2,2		2,4		2,7		3,0
Е12 ....... 1				1,2				1,5				1,8				2,2				2,7
Е6 ....... 1								1,5								2,2
Е24 . ..... 3,3		3,6		3,9		4,3		4,7		5,1		5,6		6,2		6,8		7,5		8,2		9,1
Е12 ....... 3,3				3,9				4,7				5,6				6,8				8,2
Еб ....... 3,3								4,7								6,8

2. Допускаемое отклонение фактического сопротивления от его номинального значения. Резисторы общего применения выпускают с допускаемыми отклонениями ±1; ±2; ±5 и ±10 %, а прецизион­ные — с отклонениями ±0,1; ±0,25; ±0,5 и ±1 %. Следует отме­тить, что разделение на резисторы общего применения и преци­зионные является условным, поскольку некоторые из типов рези­сторов, обозначаемых как прецизионные, имеют отклонения от номинальных сопротивлений более высокие, чем отклонения для особо точных резисторов общего назначения.

Резисторы с допускаемыми отклонениями ±5 % и более выпус­кают с номинальными сопротивлениями, соответствующими рядам Еб, Е12 и Е24. Наиболее часто применяемым является ряд Е24. Резисторы с допускаемыми отклонениями менее ±5% имеют номинальные сопротивления, определяемые рядами Е48, Е96 и Е192 (число значений в декаде равно соответственно 48, 96 и 192). Из этих рядов наиболее часто употребляется ряд Е96.

3. Номинальная мощность рассеяния РНом — наибольшая мощ­ность, которую резистор может рассеивать в заданных условиях в течение срока службы при сохранении его параметров в задан­ных пределах.

Кроме того, для ряда областей применения резисторов весьма важным показателем является их температурный коэффициент сопротивления (ТКС). Этот коэффициент характеризует относи­тельное изменение сопротивления резистора при изменении его температуры на 1 °С и определяется по формуле

ТКС = (RT1 - RT2)/[Rт1 (T1 - T2)],

где Т1

и Т2 — температуры, при которых измеряется сопротивление резистора, °С; RT и RTz — сопротивления резистора при темпера­турах соответственно Т1 и Т2, Ом.

2. В интервале температур — 60-+25°С ТКС= ±1200-10-6 1/°С для всех резисторов, а в интервале температур 25 — 125°С ТКС= ±600-10-6 1/°С — для Rном<1 кОм. ТКС= ±700х 10-6 1/°С — для Rном=11-1000 кОм и ТКС= ±1000 10-6 1/°С — для Rном>i МОм.

В электронной системе управления автомобильными агрега­тами применяют в основном постоянные резисторы общего приме­нения, к которым не предъявляют особые требования noj высокой термостабильности, и значительно реже используют резисторы с высокой термостабильностью.

1. Характеристики резисторов типов МЛТ и ОМЛТ

Pном. Вт	Диаметр, мм	Длина , мм	Масса, г	Диапазон Rном. Ом
0,125	2,2	6,0	0,15	8,2 — 3.106
0,25	3,0	7,0	0,25	8,2 — 5,1- 106
0,5	4,2	10,8	1,0	1,0 — 5,1- 106
1,0	6,6	13	2,0	1,0 — 10-106
2,0	8,6	18,5	3,5	1,0 — 10- 106

Примечания: 1. Для указанных резисторов допускаемые отклонения сопротивления составляют ±2, ±5 и ±10% для рядов Е24 и Е96.

Резисторы общего применения. Из числа таких резисторов в автомобильной электронной аппаратуре наибольшее распростране­ние получили резисторы с металлодиэлектрическим проводящим слоем (непроволочные резисторы) типов МЛТ и ОМЛТ. Основ­ными преимуществами этих резисторов являются их небольшие масса и размеры, малая стоимость, широкий температурный диа­пазон работы.

Из анализа основных характеристик резисторов (табл. 1) сле­дует, что изменение температуры резисторов типов МЛТ и ОМЛТ может существенно повлиять на их сопротивление. При макси­мально возможных значениях ТКС увеличение температуры рези­сторов, например, от — 20 до +80°С приведет к изменению их со­противления примерно на 10%. Если такое изменение сопротив­ления будет оказывать влияние на характеристику электронной схемы, то применять указанные типы резисторов не следует.



 

2. Характеристики резисторов типов С5-37 и С5-37В

Pном, Вт	Длина, мм	Масса, г	Диапазон Rном. Ом
5 8 10	25,8(26,2) 34,8(35,2) 44,7(45,2)	7 9 11	1,8 — 100 и 110 — 5100 2,7 — 100 и 110 — 6800 3,3 — 100 и ПО — 10000

Примечания: 1. В скобках приведены данные для резисторов типа С5-37В.

2. Диаметр резисторов равен 11 мм.

3. Для резисторов с Rном<100 Ом допускаемые отклонения сопротивлений составляют ±10%, ТКС= ±200-10-6

1/°C в диапазоне температур — 60----Ь200°С. Для резисторов с Rном> 110 Ом допускаемые отклонения сопротивлений составляют ±5 и ±10%, ТКС=100х ном Х10-6 1/°С в диапазоне температур — 60 — +155°С.

В тех случаях, когда необходима установка в аппаратуре рези­сторов с РНом=5-МО Вт и, кроме того, необходима их высокая температурная стабильность, могут быть рекомендованы проволоч­ные резисторы типов С5-37 (неизолированные) и С5-37В (изолиро­ванные) (табл. 2).

Прецизионные резисторы. Эти резисторы обычно используют в качестве элементов электрических цепей, в которых небольшое изменение сопротивления резистора приводит к недопустимому отклонению характеристик аппаратуры. В этом случае применение прецизионных резисторов позволяет исключить дополнительную подстройку аппаратуры, что имеет особое значение для автомо­бильной электронной аппаратуры массового производства.

3. Характеристики непроволочных прецизионных резисторов

Pном- Вт	Диаметр , мм	Длина, мм	Масса, г	Диапазон R Ом	ТКС-106, 1/°С, в интервале температур
— 60ч- +25°С	25-1 25СС
	Резисторы типа С2-29В
0,125	3,5	8	0,3	1 — 1-106	__	__
0,25	4,5	11	1,0	1 — 2,21 -10е	—	—
0,5	7,5	14	2,0	1 — 3. 01 -10е	—	—
1,0	9,8	20	3,5	1 — 5, 11 -10е	—	—
2,0	9,8	28	5	1 — 10-106	±300 (±75)	±100 (±25)
	Резисторы типа С 2 -31
0,125	I 2,3	6	0,2	2,2-103 — 1-106	±75	±75

<


Примечания: 1. Для резисторов типа С2- 29В допускаемые отклонения сопротивлений составляют ±0.05; ±0,1; ±0,25; ±0,5 и ±1% (РОД Е192), а для резисторов типа С2-31 — ±0,1; ±0.25; ±0.5 и ±1% (ряд Е192).

2. В скобках указаны значения для резисторов с RHQM=1 0-=-1 0-1 О» Ом.

4. Характеристики проволочных прецизионных резисторов

5. Характеристики непроволочных резисторов с повышенной термостабильностью

­Pном. Вт	Диаметр, мм	Длина, мм	Масса, г	Диапазон R*НОМ, Ом
	Резисторы типа С5-5В (С5-5)
1	6,15	20	2,5	110 — 13-103
2	6,15	27	3,0	110 — 30-103
5	11,2	33	9,8	110 — 75-103
8	11,2	42	10,0	110 — 100-103
10	11,2	52	13	110 — 180-103
	Резисторы типа С5-42
2	(5x4,3)	15,5	1,5	110 — 2740
3	(8x7,8)	15,5	2,0	162 — 7100
5	(9,5x8,8)	20	4,0	162 — 10-103
8	(9,5x8,8)	28	5,0	162 — 10-103
10	(9,5x8,8)	38	6,0	162 — 10-103

* Для допускаемого отклонения сопротивлений ±0,5%.

Примечания: 1. Для резисторов типа С5-5В(С5-5) допускаемые отклонения сопро­тивлений составляют ±0,05; ±0,1; ±0,2; ±0,5; ±1; ±2 и ±5% (ряд Е24), ТКС= ±50х10-6 1/°С в диапазоне температур — 60-+155°C. Для резисторов типа С5-42 допускаемые отклонения сопротивлений составляют ±0,1; ±0,2; ±0,5; ±1; ±2 (ряд Е96) и ±5% (ряд Е24), ТКС= ±50-106 1/сС в диапазоне температур — 60 — +125°С.

2. В скобках указаны размеры сечения.

Помимо малого допускаемого отклонения сопротивления для прецизионных резисторов характерны низкие значения ТКС, т. е. данные резисторы одновременно обладают и хорошей термоста­бильностью. Однако указанные положительные качества преци­зионных резисторов достигаются при некотором увеличении их размеров (по сравнению с резисторами общего применения) и цены. Наиболее подходящими для применения в автомобильной электронной аппаратуре являются резисторы с металлодиэлектри­ческим проводящим слоем типов С2-29В и С2-31 (табл. 3).



Из сопоставления данных табл. 1 и 3 следует, что прецизион­ные резисторы типов С2-29В и С2-31 по сравнению с резисторами общего применения типов МЛТ и ОМЛТ имеют в 1,5 — 2 раза боль­ший объем и массу, но ТКС у них примерно на порядок ниже.

В тех случаях, когда номинальная мощность рассеяния резистора превышает 2 Вт, могут быть применены прецизионные прово­лочные резисторы типов С5-5В и С5-42В (табл. 4).

Проволочные прецизионные резисторы по сравнению с непро­волочными при одной и той же номинальной мощности рассеяния имеют меньшие размеры и массу, но значительно более высокую цену. Это ограничивает область применения проволочных преци-зиционных резисторов, которые следует применять только в особо ответственных элементах электронной аппаратуры.

Резисторы с высокой температурной стабильностью. Хорошей температурной стабильностью обладают непроволочные резисторы общего назначения с металлодиэлектрическим проводящим слоем типов С2-26 и С2-50 (табл. 5). Такие резисторы по допускаемым отклонениям сопротивлений занимают промежуточное положение между резисторами общего назначения типа МЛТ (ОМЛТ) и пре­цизионными резисторами. Цена резисторов С-26 и С2-50 выше цены резисторов типа МЛТ и ниже цены прецизионных резисторов.

Pном. Вт	Диаметр, мм	Длина, мм	Масса, г	Диапазон RHOM, Ом
	Резисторы типа С2-26
0,5	4,2	10,8	1,0	1 — 10-103
1,0	6,6	13	2,0	1 — 10-103
2,0	8,6	18,5	3,5	1 — 10 103
	Резисторы типа С2-50
0,25	2,4	6,0	0,15	10 — 106
0,33	3,3	7,0	0,3	10 — 2- 106
0,7	4,2	10,8	1,0	10 — 5,1-106

Примечание. Для резисторов типа С2-26 допускаемые отклонения сопротивлений со­ставляют ±0,5; ±1 и ±2% (ряд Е96), ТКС= ±( 100-200) 1 0-6 1/°С в диапазоне температур — 60 — f-155°C Для резисторов типа С2-50 допускаемые отклонения сопротивлений составляют ±1; ±2 и ±5% (ряды Е24 и Е96), ТКС= ±250-10-6 1/°Св диапазоне температур — 60 — +25°С и ТКС =4-100-1 0-6 1/°С в диапазоне температур 25 — 155°С.



В номенклатуре резисторов С2-50 отсутствуют резисторы с но­минальной мощностью рассеяния 0,125 Вт, а в номенклатуре рези­сторов С2-26 — резисторы мощностью 0,125 и 0,25 Вт. Это суще­ ственно сужает область применения данных резисторов, поскольку в автомобильной электронной аппаратуре резисторы с номинальной мощностью рассеяния 0,125 Вт являются наиболее распрост­раненными.

Переменные резисторы. В автомобильной электронной аппара­туре переменные резисторы применяют почти исключительно в ка­честве подстроечных резисторов. В этом случае упрощается и уско­ряется настройка электронной аппаратуры, повышается точность настройки и, кроме того, заметно уменьшается номенклатура постоянных резисторов в результате исключения тех их номина­лов, которые при отсутствии переменных резисторов потребовались бы для настройки аппаратуры. Недостатком применения перемен­ных резисторов взамен постоянных подстроечных резисторов яв­ляется увеличение размеров аппаратуры, снижение ее надежности и повышение стоимости. Поэтому переменные подстроечные рези­сторы находят ограниченное применение.

В автомобильной электронной аппаратуре используют как про­волочные, так и непроволочные переменные резисторы. В конст­рукции резисторов иногда применяют специальные устройства для фиксации подвижной системы в установленном положении. Такими фиксирующими устройствами являются стопоры вала или специ­альные тормозные элементы, расположенные внутри корпуса рези­стора. Хорошую фиксацию подвижной системы обеспечивает ее привод с помощью микрометрического винта или червячной пере­дачи.

Непроволочные переменные резисторы имеют большие значе­ния ТКС, составляющие (1000 — 2500) 10-6

1/°С, причем наилучшие показатели по ТКС у керметных резисторов (табл. 6, резисторы типов СПЗ-19, СПЗ-45, СПЗ-37), для которых характерны ТКО= = ± (100-7-500) 10-6 1/°С).

 

в. Характеристики непроволочных переменных подстроенных резисторов

Тип резистора	риом- Вт	Диаметр, мм	Высота, мм	Масса, г	Диапазон RНОМ. Ом	Ряд	Диапазон темпе­ратур, °С	ТКС-10-6, 1/ С
СП2-3	0,25	16	12,5	6,4	68 — 330	Е6	— 40 — +70	±2500
СПЗ-60*1	0,125	11,7	14	6,5	103 — 106	Е6	— 60 — +100	±(1000 — 2000)
СПЗ-16в*1	0,125	11,7	14	5,6	103 — 106	Е6	— 60 — +125	±(1000 — 2000)
СПЗ-96*1	0,5	16	30,5	15	103 — 4,7*106	Е6	— 60 — +100	±(1000 — 2000)
СПЗ-21а	0,25	16,3	9,2	4,8	22-103 — 3,3-106	Е6	— 40 — +85	±1000
СПЗ-19а	0,5	6,6	4,1	1	10 — 106	EG	— 60 — +125	±(250 — 500)
СПЗ-19в	0,5	6,6	9,3	1	10 — 106	Е6	— 60 — +125	±(250-500)
СПЗ-45Г*1	0,5	10	32	5,1	33 — 10- 106	Е6	— 60 — +155	±(100 — 250)
СПЗ-37*8	1	6,5x8,5*3	35	4,5	10 — 106	Е6	— 60 — +155	±500
СП4-16*1	0,25	12,8	28	8	103 — 2,2-106	Е6	— 60 — +125	±(1500 — 2000)
СП4-3	0,125	12	17	4	100 — 4,7-106	Е6	— 60 — +125	—

<


*1 Со стопореияем вала.

*2 Многооборотный.

*3 Размеры сечения.

 

7. Характеристики проволочных переменных подстроечных резисторов

Тип резистора	Pном, Вт	Размеры сечения, мм	Высота, мм	Масса, г	Диапазон Rном, Ом	Ряд	Диапазон температур, °С
СП5-2ВА*	0,5	10X10	9,4	1,6	3,3 — 22-103	Е6	— 60 — +155
СП5-2ВБ*	0,5	10x6,3	10	1,8	3,3 — 22-103	Е6	— 60 — +155
СП5-6	0,5	11X11	16,8	3	100 — 10-103	Е12	— 60 — +125
СП5-51*	0,25	7x7,5	23	2	10 — 10-103	Е6	— 60 — +125
СП5-22*	0,5	7x6,5	30	3,2	10 — 33-103	Е6	— 60 — +125
СП5-16А	0,25	(11)	9,7	1,8	3,3 — 22-103	Е6	— 60 — +155
СП5-16А	0,5	(13)	9,7	2,2	3,3 — 33-103	Е6	— 60 — +155

* Многооборотный.

Примечания: 1. В скобках указан диаметр резистора.

2. Допускаемые отклонения сопротивлений всех резисторов, кроме резисторов типа СП5-6, соответствуют ряду Еб, а резисторов типа СПб-б — ряду Е12.

3. Для резисторов типа СП5-16А ТКС= ±(50-500) 10-6

1/°С.

Переменный подстроенный резистор обычно устанавливают параллельно постоянному резистору. При этом номинальное сопро­тивление подстроенного резистора выбирают примерно на порядок выше, чем постоянного резистора. Такое включение постоянного и подстроенного резисторов позволяет примерно в пределах 10 % регулировать их общее сопротивление. При этом влияние темпе­ратуры на общее сопротивление параллельно включенных посто­янного и переменного резисторов такое же, как и при уменьшении на порядок ТК.С переменного резистора.

ТКС у переменных проволочных резисторов примерно на поря­док ниже, чем у непроволочных. Поэтому их применение позволяет более просто решать проблему обеспечения стабильности сопро­тивления цепи, в которой устанавливается переменный резистор. Однако в этом случае увеличивается стоимость аппаратуры, по­скольку проволочные переменные резисторы имеют более высокую стоимость по сравнению с непроволочными.



При выборе резисторов для автомобильной электронной аппа­ратуры из большой номенклатуры выпускаемых подстроечных резисторов целесообразно ориентироваться, в первую очередь, на наиболее дешевые непроволочные переменные резисторы, которые подключают параллельно основному постоянному резистору. Про­волочные подстроечные резисторы следует использовать при необ­ходимости обеспечения особо высоких требований по термоста­бильности аппаратуры.

В табл. 6 приведены характеристики некоторых переменных непроволочных подстроечных резисторов, которые могут быть реко­мендованы для применения в автомобильной электронной аппара­туре. Аналогичные данные для проволочных переменных под­строечных резисторов приведены в табл. 7.

 

Конденсаторы

В электронной аппаратуре систем управления агрега­тами автомобилей конденсаторы переменной емкости практически не применяют, а из числа конденсаторов постоянной емкости ис­пользуют конденсаторы с органическим, неорганическим и оксид­ным диэлектриками. Тип диэлектрика в первую очередь опреде­ляет характеристики конденсатора постоянной емкости.

Основные параметры конденсаторов следующие.

1.Номинальная емкость Сном, которой маркируется конденса­тор. Значения номинальной емкости конденсаторов стандартизо­ваны, а их количество в декаде определяется типом ряда. Наи­более часто употребляются ряды ЕЗ, Е6, Е12, Е24, в которых соот­ветственно 3, 6, 12 и 24 значений номинальной емкости в каждой декаде.

2. Допускаемое отклонение фактической емкости конденсатора от номинального значения. Ниже приведены допускаемые отклоне­ния емкости для различных конденсаторов:

с неорганическим и органическим диэлектриком.........±0,1; ±0,25; ±0,5;±1; ±2; ±5; ±10; ±20;

с оксидным диэлектриком . . . ±5; ±10; ±20; ±30; +30; +50; +80; +100

                                                           — 10 — 20 — 20 — 10

с неорганическим и органиче­ским диэлектриком......±30; +30; +50; +50; +50; +80; +100



                                                                                           — 10 — 0 — 10 — 20 — 20 — 10

с оксидным диэлектриком . . .

3. Номинальное напряжение UHОМ, представляющее собой наи­большее напряжение, при котором конденсатор может работать в заданных условиях в течение срока службы с сохранением его параметров.

Для полярных конденсаторов, т. е. конденсаторов, предназна­ченных для работы в цепях постоянного и пульсирующего токов без изменения полярности подводимого к ним напряжения, помимо номинального напряжения, дополнительно оговаривается допусти­мая амплитуда переменной составляющей напряжения. При этом сумма постоянного рабочего напряжения и амплитуды переменной составляющей не должна превышать номинального напряжения.

4. Диапазон рабочих температур, в котором должна обеспечи­ваться нормальная работа электронной аппаратуры при темпера­туре окружающей среды — 40 — +70°C в случае установки аппара­туры в моторном отделении или — 40 — +55°С при установке вне моторного отделения.

Для выполнения этого требования, учитывая перегрев электрон­ной аппаратуры по отношению к температуре окружающего воз­духа, верхний предел допустимой температуры конденсатора дол­жен быть, как правило, не ниже 85 °С.

В северных районах страны температура воздуха может дости­гать — 55°С. Во избежание отказа аппаратуры при таких усло­виях необходимо, чтобы установленные в ней конденсаторы выдер­живали данную температуру хотя бы в нерабочем состоянии. Как правило, это достаточное условие, поскольку в случае эксплуата­ции транспорта при особо низких температурах перед включением электронной аппаратуры обычно осуществляют пуск двигателя и обогрев пространства, где расположена аппаратура.

У большинства выпускаемых современных конденсаторов с не­органическими и органическими диэлектриками данные требова­ния обеспечиваются, поэтому имеется возможность широкого вы­бора того или иного типа конденсатора. Конденсаторы с оксид­ными диэлектриками имеют в целом худшие показатели в части рабочего температурного диапазона. Поэтому номенклатура та-ких конденсаторов с требуемыми параметрами является более узкой.



5. Температурный коэффициент емкости (ТКЕ), который равен относительному изменению, емкости конденсатора при изменении его температуры на 1 °С. Значение ТКЕ определяется по формуле

ТКЕ = СТ1 - СТ2/[СТ1

(T1 - T2)]t

где Т1

и Т 2 — температуры, при которых измеряется емкость кон­денсатора; СТ1 и СТ2 — емкости конденсатора при температурах соответственно Т1 и Т2.

По величине ТКЕ конденсаторы разбиты на группы (по ГОСТ 26192 — 84), которым присваиваются обозначения (табл. 8). Кон­денсаторы, емкость которых в зависимости от температуры изме­няется в значительных пределах, разбиты по группам ТКЕ соглас­но данным табл. 9 [29].

 

8. Условное обозначение групп конденсаторов по термостабильности

ТКЕ- 106 1/°С, при 20 — 85° С	Буквенно-цифровое обозначение	Цвет кода
+ (100±40)	П100	Красный с фиолетовым
+ (33±30)	П33	Серый
±30	МПО	Черный
— (33±30)	М33	Коричневый
— (47±40)	М47	Голубой с крас­ным
— (75±40)	М75	Красный
— (150±40)	Ml 50	Оранжевый
— (220±40)	М220	Желтый
— (330±60)	МЗЗО	Зеленый
— (470±90)	М470	Голубой
— (750±120)	М750	Фиолетовый
— (1500±250)	Ml 500	Оранжевый
— (2200±500)	М2200	Желтый с оран­жевым

Примечание. П — конденсаторы с по­ложительным ТКЕ, М — с отрицательным ТКЕ, МПО — с ТКЕ неопределенного знака.

9. Условное обозначение групп конденсаторов по допускаемому отклонению емкости в рабочем диапазоне температур

Допускаемое отклонение емкости, %	Буквенно-цифровое обозначение	Цвет кода
±10	Н10	Оранжевый с черным
±20	Н20	Оранжевый с красным
±30	И30	Оранжевый с зеленым
±50	Н50	Оранжевый с голубым
±70	Н70	Оранжевый с фиолетовым
±90	Н90	Оранжевый с белым

6. Показатели, характери­зующие электрическое сопро­тивление конденсатора при подведении к нему напряже­ния постоянного тока. Для конденсаторов с органическим или неорганическим диэлектриком характерно высокое электрическое сопротивление. В связи с этим качество изоляции их диэлектрика оценивают по­стоянной времени т (в с), равной произведению номинальной ем­кости конденсатора (в мкФ) на его сопротивление (в МОм).



У конденсаторов с оксидным диэлектриком сопротивление существенно ниже, чем у конденсаторов с органическим и неорга­ническим диэлектриками. Поэтому качество изоляции конденсато­ров с оксидным диэлектриком оценивают по силе тока, который продолжает протекать через конденсатор и после окончания про­цесса его зарядки. Такой ток называется током утечки, а его сила измеряется при подведении к конденсатору номинального напря­жения. Сила тока утечки достигает установившегося значения спустя несколько минут после окончания процесса зарядки конден­сатора. Поэтому ее величину измеряют через 10 мин после подве­дения к конденсатору напряжения. Связь между силой тока утечки и постоянной времени конденсатора выражается формулой

т = UномС/Iут,

где С — в мкФ; UUOM — в В; Iут

— в мкА.

Действие тока утечки эквивалентно подключению параллельно конденсатору резистора, сопротивление которого тем меньше, чем больше сила тока утечки. В связи с этим при использовании кон­денсаторов, имеющих большую силу тока утечки, оказывается не­возможным получение высоких постоянных времени зарядки и разрядки конденсатора, что иногда требуется для создания время-задающих элементов электронной аппаратуры. Сила тока утечки оксидных конденсаторов возрастает по мере увеличения их темпе­ратуры, поэтому возможность применения конденсатора того или иного типа в качестве времязадающего элемента следует оцени­вать при предельной положительной рабочей температуре конден­сатора.

Для конденсаторов с органическим диэлектриком характерны очень большие значения постоянной времени, поэтому использова­ние конденсаторов этого типа в качестве элементов времязадаю-щих цепей не имеет ограничений. Также пригодно для этой цели большинство типов конденсаторов с неорганическим диэлектриком.

7. Удельные показатели по размерам. Размеры конденсаторов определяются их удельной емкостью Суд, т. е. емкостью, отнесен­ной к единице объема конденсатора.

Наибольшую удельную емкость 50 — 150 мкФ/см3 имеют конден­саторы с оксидным диэлектриком. Для большинства конденсаторов с органическим и неорганическим диэлектриками характерны зна­чения Суд не более 1 — 2 мкФ/см3. Однако оксидные конденсаторы заметно уступают по стабильности характеристик конденсаторам иных типов, поэтому их применение не всегда возможно. При оценке целесообразности использования конденсаторов того или иного типа следует прежде всего оценить требуемый уровень ста­бильности их характеристик.



Все многообразие областей применения конденсаторов в автомобильной электронной аппаратуре можно свести к двум группам:

использование конденсатора в качестве элемента электриче­ской цепи, нормальное функционирование которой не нарушается при изменении емкости конденсатора даже в значительных преде­лах (например, при изменении температуры окружающей среды). Это, в частности, имеет место, если конденсатор входит в состав фильтра или выполняет функции разделительного устройства; . применение конденсатора в качестве составного элемента уст­ройства, характеристики которого зависят от емкости конденса­тора. К таким устройствам, например, могут быть отнесены пре­образователи, содержащие интегрирующие цепи, напряжение на выходе которых должно изменяться в функции времени заряда конденсаторов.

При последующем рассмотрении характеристик конденсаторов различного типа и оценки целесообразности их использования в первую очередь будет приниматься во внимание, к какой из ука­занных групп относится область применения конденсатора.

Конденсаторы с органическим диэлектриком. Конденсаторы этого типа относятся к неполярным конденсаторам, т. е. они могут применяться в цепях постоянного, пульсирующего и переменного токов. По диапазону рабочих температур и ТКЕ конденсаторы с органическим диэлектриком имеют удовлетворительные показа­тели. Поэтому они могут применяться в качестве элементов цепей, для которых необходима повышенная стабильность емкости кон­денсатора. В этом случае определяющими факторами для выбора того или иного типа конденсатора являются его размеры, рабочий температурный диапазон, величина ТКЕ, допускаемое отклонение емкости, а также стоимость конденсатора.

При одной и той же емкости размеры конденсатора возрастают по мере увеличения его номинального напряжения. В автомобиль­ной электронной аппаратуре конденсаторы, как правило, рабо­тают при небольших напряжениях. Поэтому для данной аппара­туры оказывается возможным использования конденсаторов с минимальным номинальным напряжением, составляющим для конденсаторов с органическим диэлектриком обычно 63 — 100 В.



В табл. 10 приведены характеристики некоторых типов кон­денсаторов с органическим диэлектриком, которые, в первую оче­редь, могут быть рекомендованы для применения в автомобильной электронной аппаратуре. Для того чтобы оценить габаритные по­казатели конденсаторов этих типов, в таблице приведены сравни­тельные данные по размерам конденсаторов каждого типа ем­костью 0,1 и 0,47 мкФ.

Конденсаторы с неорганическим диэлектриком. Конденсаторы с неорганическим диэлектриком являются неполярными конденса­торами, т. е. они могут работать в цепях постоянного, пульсирую­щего и переменного токов. В автомобильной электронной аппара­туре в основном применяют керамические конденсаторы, среди которых наибольшее распространение получили монолитные кон­денсаторы. Как правило, используют керамические конденсаторы сравнительно небольшой емкости (от .сотен до тысяч пикофарад). Обычно их применяют в качестве элементов электрических фильт­ров (совместно с оксидными конденсаторами) или в устройствах защиты от помех и для предотвращения автоколебаний в цепях усилителей.

10. Характеристики конденсаторов с органическим диэлектриком

Обозначение	Диапазон емкостей, мкФ	Допускаемые отклонения емкости, %	Диапазон рабочих температур, °С	Изменение емкости в диапазоне рабочих температур, %	Uном, В	т, с	Размеры, мм, при емкости
0, 1 мкФ	0,47 мкФ
Ди аметр	Длина	Диаметр	Длина
			Металлобумажные
МБМ	0,05 — 1,0	±10; ±20	— 60 — - 1-70	— 15 — 4- 10	60	1000	8,5	20	11	36
			Полиэтилен- терефлатные
К73-16	0,1 — 22	±5; ±10; ±20	— 60 — hi 25	— 10 — [-18	63	4000	6	18	7	32
К73-11	0,1 — 22	±5; ±10; ±20	— 60 — (-125	— ю — his	63	4000	6	13	10	13
К73-9	0,001 — 0,47	±5; ±10; ±20	— 60 — 1-100	— 10 — МО	100	20000	8x11*	20	13x18*	24
К73-17	0,22 — 4,7	±5; ±10; ±20	— 60 — f-125	— 12 — 1-18	63	4000			8x15*	12
К73-24 незащищен­ный)	0,01 — 0,27	±5; ±10; ±20	— 60 — НОО		100		2,5x6*	8,5
			Лакопленочные
К76-4	0,47 — 10	±5; ±10; ±20	— 60 — h70		25	100			6	19

<


* Размеры сечения.

11. Характеристики керамических конденсаторов

Группа по ТКЕ	Диапазон емкостей. пФ	Допускаемые отклонения емкости, %	Uном, В	т, с	Размеры, мм, при емкости
1000 пФ	10 000 пФ
		Типа КМ-5Б
М750	68 — 2700	±5; ±10	160		11X11X6
М1500	150 — 5600	±5; ±10	160	50	8,5х8,5х6
Н30	1500 — 68000	— 20 — +50	100			8,5x8,5x6
		Типа КМ-6А
М750	470 — 9100	±5; ±10	50		6,5x4,4x6,5
М1500	820 — 15000	±5; ±10	50	75	6,5x4,5x6,5
Н30	10000 — 150000	— 20 — +50	25			6,5x4,5x6,5
		Типа KW-17A
М750	470 — 9100	±5; ±10	50		6,5x4,5x6,5
М1500	820 — 15000	±5; ±10	50	75	6,5x4,5x6,5
Н30	10000 — 150000	— 20 — +50	25			6,5x4,5x6,5
		Типа KW-7B
М750	47 — 680	±5; ±10	50		12x12x4,5
Ml 500	68 — 1000	±20	50		4x4x3,5
Н30	680 — 10000	±20	50			12x12x4,5
		Типа KW-9
М750	27 — 8200	±5; ±10	25	25	6x5,5x1,4
М1500	36 — 15000	±20	25	25	2,5x5,5x1
ИЗО	150 — 150000	— 20 — +50	15	25		2x2x2,5

Примечание. Диапазон рабочих температур составляет — 60 — Н 25° С — для кон­денсаторов типа КМ-5Б; — 6С — +85° С — для конденсаторов типа КМ-6А, К10-17А и KIO-8; -40 — (-85° С — для конденсаторов типа К10-7В.

12. Характеристики конденсаторов с оксидным диэлектриком

Тип конденсаторов	Обозна-чение	Диапазон емкостей при Uном=16 В. мкФ	Допускаемые отклонения емкости, %	Изменение емкости в диапазоне рабочих температур, %	Сила ток а утечки, мкА	Размеры, мм, при Uном=16 В и емкости
1 0 мкФ	1 00 мкФ
Диаметр	Длина	Диа­метр	Длина
Алюминиевые оксидно-электролитические	К50-ЗА	2 — 10*2	— 20 — +50	— 50 — +30	12 — 1500	8,5	- 36
К50-15	47 — 680	— 20 — +80	— 50 — +30	13—55			9	33
К50-29	22 — 470	— 20 — +50	— 50 — +30	15 — 640			6	27
Оксидно-полуп роводнико-вые (полярные): танталовые	К53-1	0,068 — 58	+ 10; ±20; ±30	— 35 — +35	2 — 5	4	13
К53-30	0,47 — 3,3	±20; +30		2	4.5*1	7,5*1
К53-16	0,33 — 3,3	±20; ±30	— 25 — +20	2	(2, 1X3, 1)*1	6.1*1
алюминиевые	К53-14	0,068 — 22	±10; ±20; ±30	— 40 — +50	5 — 76	7,2	12
ниобиевые	К53-4	0,47 — 220	±10; ±20; ±30	— 35 — +35	10 — 25	4	13	9	16,5

<


*1 При емкости 3,3 мкФ. *2 При UHOM=12B.

Примечания: I. Диапазон рабочих температур составляет — 60 — (-85° С для всех конденсаторов, кроме К.50-1 5, для которого он равен — 60 — fl25°C.

2. В скобках указаны размеры сечения.

В зависимости от конкретных областей применения керамиче­ских конденсаторов предъявляют различные требования к стабиль­ности их емкости. Однако в большинстве случаев вполне удовлет­ворительные показатели могут обеспечить конденсаторы с груп­пами ТКЕ в диапазоне от М750 (ТКЕ не более 750-10-6 1/°С) до ИЗО (изменение емкости в рабочем диапазоне температур не пре­вышает ±30 %).

Из данных табл. 11 следует, что уменьшение ТКЕ, т. е. повы­шение термостабильности конденсатора, приводит при прочих рав­ных условиях к увеличению его размеров. Поэтому при выборе типа керамического конденсатора следует ориентироваться только на такую группу по ТКЕ, которая необходима по условиям экс­плуатации, и не применять конденсаторы с повышенной термо­стабильностью во избежание ненужного увеличения их размеров.

Конденсаторы с оксидным диэлектриком. Для конденсаторов с оксидным диэлектриком характерны значительные ТКЕ, поэтому в автомобильной электронной аппаратуре их используют, как пра­вило, в качестве элементов фильтров или в разделительных цепях, т. е. там, где стабильность емкости не имеет решающего значения. Для таких конденсаторов наиболее важными показате­лями являются диапазон рабочих температур, размеры, стоимость, а в некоторых случаях и сила тока утечки.

В табл. 12 приведены характеристики некоторых типов поляр­ных конденсаторов с оксидным диэлектриком, которые могут быть рекомендованы для применения в автомобильной электронной аппаратуре. Для сравнительной оценки размеров конденсаторов указаны размеры конденсаторов емкостью 10 и 100 мкФ при их номинальном напряжении UНом=1б В.

Полярные конденсаторы могут быть использованы для работы в цепях переменного тока при последовательном их соединении. В этом случае должны быть соединены какие-либо одноименные полюсы конденсаторов (плюс с плюсом или минус с минусом). При таком соединении конденсаторов их емкость уменьшается в 2 раза по сравнению с номинальной емкостью каждого из кон­денсаторов. Допустимые параметры работы (напряжение, частота переменного тока) для каждого из типов конденсаторов при та­ком соединении должны согласовываться с предприятием-изгото­вителем.



У танталовых оксидно- полупроводниковых конденсаторов иногда происходит самопроизвольное лавинообразное нарастание силы тока утечки, в результате чего конденсатор может выйти из строя. Для исключения такого явления рекомендуется в цепь пита­ния конденсатора включать балластный резистор с сопротивлением из расчета 3 Ом на 1 В номинального напряжения [4].

При длительном хранении конденсаторов с оксидным диэлек­триком их ток утечки заметно возрастает. Для устранения этого явления следует конденсатор до его установки в аппаратуру под­вергнуть «тренировке» путем подведения к нему на 10 — 15 мин постоянного номинального напряжения.

 

Полупроводниковые диоды

Выпрямительные и универсальные диоды. Выпрями­тельные диоды предназначены для выпрямления тока промышлен­ной частоты. Однако большинство из них также может работать в цепях с гораздо более высокой частотой изменения тока (до еди­ниц и даже десятков килогерц). Универсальные диоды имеют гораздо лучшие частотные характеристики по сравнению с выпрямительными диодами, поэтому их применяют в самой различной электронной аппаратуре.

Основные параметры диодов [18, 23, 30] следующие: среднее за период значение прямого тока Iпр,Ср, выше которого не должен быть средний ток нагрузки;

максимально допустимое обратное напряжение (прикладывае­мое к диоду в обратном направлении), при котором еще обеспечи­вается его работоспособность. Обычно для диодов указывают максимально допустимые значения постоянного обратного напря­жения Uобр mах

и импульсного обратного напряжения Uобр, и max;

падение напряжения в диоде при прохождении через него по­стоянного прямого тока Iпр (или другого заданного тока);

рабочий диапазон температур окружающей среды;

обратный ток диода IОбр, т. е. ток, проходящий через диод, при подведении к нему напряжения в обратном направлении. Вели­чина этого напряжения нормируется.

В автомобильной электронной аппаратуре почти исключительно применяются кремниевые диоды. Это связано с необходимостью обеспечения работоспособности электронной аппаратуры при окружающей температуре выше 70°С, на которую германиевые диоды не рассчитаны. Выпрямительные и универсальные диоды используют в качестве элементов силовых цепей и маломощных цепей управления. Соответственно этим областям применения диоды могут быть разделены на различные группы.



Диоды силовых цепей. Силовые цепи электронных автомобиль­ных устройств получают питание непосредственно от бортовой сети, в которой возможно появление перенапряжений до 200 В. Поэтому диоды, применяемые в таких цепях, должны иметь допу­стимое обратное напряжение не ниже указанного значения.

Сила тока в выходных цепях электронных автомобильных устройств обычно находится в диапазоне 1 — 10 А. Исходя из кон­кретной величины тока нагрузки выходной цепи, необходимо вы­бирать соответствующий тип диода. При этом следует иметь в виду, что применение диода с увеличенным запасом по току на­грузки позволит не только улучшить температурный режим диода, но также несколько снизить падение напряжения в нем. Несмотря на то, что уменьшение падения напряжения не превышает 0,1 — 0,2 В, в некоторых случаях оно может оказаться весьма полезным особенно для электронных устройств, работающих от бортовой сети напряжением 12 В.

Диоды усилительных и выпрямительных устройств средней мощности. К данной группе могут быть отнесены диоды, работаю­щие при токах нагрузки в диапазоне 0,1 — 1,0 А. Источником пита­ния рассматриваемых устройств может быть как непосредственно бортовая сеть автомобиля, так и источник стабилизированного на­пряжения. В первом случае из-за возможного появления перена­пряжений в бортовой сети следует выбирать диоды с допустимым обратным напряжением не ниже 200 В. Во втором случае допу­стимое обратное напряжение диода может быть несколько выше напряжения стабилизатора. Для диодов этой группы величина падения напряжения имеет меньшее значение по сравнению с дио­дами силовых цепей, и их следует выбирать, исходя из реальных токов нагрузки, т. е. без излишнего запаса.

Диоды цепей управления. К этой группе могут быть отнесены диоды, имеющие ток нагрузки менее 100 мА. Цепи управления автомобильных электронных устройств, как правило, подключают к источнику стабилизированного напряжения. Поэтому диоды дан­ной группы могут иметь обратное напряжение, которое лишь не­сколько выше напряжения стабилизатора.



Величина падения напряжения для диодов этой группы, как правило, особого значения не имеет. Однако в некоторых особых случаях требуется, чтобы величина падения напряжения в диоде согласовывалась с падением напряжения в других элементах (например, в переходе база — эмиттер транзистора). Исходя из конкретных требований к этому параметру и должен быть выбран тип диода.

Номенклатура диодов всех трех групп, выпускаемых промыш­ленностью, очень широка, поэтому у разработчика большие воз­можности выбора диодов для тех или иных областей применения. В табл. 13 приведены характеристики некоторых типов диодов, которые наиболее широко применяются в автомобильной электрон­ной аппаратуре.

Стабилитроны и стабисторы. Эти приборы используются в ка­честве стабилизаторов напряжения и элементов опорного напря­жения. Стабилитроны включают в электрическую цепь таким образом, чтобы в работе использовалась обратная ветвь их вольт-амперной характеристики, а стабисторы включают аналогично выпрямительным диодам.

Нормируемыми параметрами стабилитронов и стабисторов яв­ляются:

номинальное напряжение стабилизации Uст. Ном;

максимально допустимая рассеиваемая мощность РШах, норми­руемая из условия нагрева стабилитрона;

максимальная сила тока стабилизации (нагрузки) IСТ mах, соот­ветствующая Pmax;

допустимый разброс величин Uст для стабилитронов данного типа;

температурный коэффициент напряжения стабилизации aUст, определяемый по формуле

aUcт:=ДUст/(UCTДT),

где ДUст — разница напряжений стабилизации стабилитрона при изменении температуры на ДГ.

Вместо аист

для некоторых типов стабилитронов указывают предельные отклонения значений UСт при изменении температуры в заданных пределах;

 

13. Характеристики выпрямительных и универсальных диодов

Область применения	Тип диода	Темпера­тура окружа­ющей среды. °С	Iпр А. при температуре	Падение напряже­ния, В, при I=Iпр	Uобр. В	Iобр, МКА, при температуре	Диаметр, м м	Длина, мм
25° С	125°С	25° С	125°С
Силовые цепи	Д245	125	10	5	1,25	300		3-103	21,5	44
КД202Д; Ж	130	5	2	1,0	200; 300		1-103	13	37
КД208А	85	1,5		1,0	100	100	103	(5x4,5)	7
КД212А	125	1	0,2	1,0	200	50	2-103	(7,6x4)	9
КД213А	125	10	3	1,0	200	200	10-103	14	4
Усилительные и вы­прямительные уст­ройства средней мощности	КД105В	85	0,3		1,0	300	100	300*1	(5x4,5)	7
КД209А	85	0,7		1,0	400		300*1	(5x4,5)	7
Д229А; В	125	0,4	0,2	1,0	200; 100	50	250	6,8	35
Д229Ж	125	0,7	0.5*1	1,0	100	50	250	6,8	35
КД106А	85	0,3	0.1*1	1,0	100	10	100	5	7
Цепи управления	КД102А	100	0,1	0.03*2	1,0**	250	0,1	50*2	2	3
КД103А	100	0,1	0,03*2		50	1	50* 2	2	3
КД503А	70	0,02	0.015*3	1,0*5	30		10*2	3	7,5
КД509А	85	0,1	0.05*1	1,1	50	5	100*1	3	7,5

<


*1 При температуре +85° С. *2 При температуре +100° С. *3 При температуре +70° С. *4 При Iпр=0.05 А. «При Iпр=0.01 А.

Примечание. В скобках указаны размеры сечения.

дифференциальное сопротивление гст, представляющее собой отношение изменения напряжения стабилизации к вызвавшему его изменению силы тока стабилизации;

минимально допустимый ток стабилизации Iгт mm, ниже кото­рого не гарантируется устойчивая работа стабилитрона;

максимальный постоянный прямой ток Iпр при работе стабили­трона на прямой ветви вольт-амперной характеристики, т. е. при его включении аналогично выпрямительному диоду;

несимметричность напряжения стабилизации Я, т, указывае­мая только для симметричных стабилитронов, состоящих из двух навстречу соединенных р-n переходов. У таких стабилитронов не­зависимо от полярности подводимого к ним напряжения всегда последовательно соединены выпрямительный диод (в прямом на­правлении) и стабилитрон.

В автомобильной электронной аппаратуре стабилитроны исполь­зуют в качестве элементов как силовых цепей, так и маломощных цепей управления, а стабисторы — только в цепях управления.

С учетом областей применения стабилитронов их целесообраз­но разбить на следующие группы.

Стабилитроны силовых цепей. Стабилитроны этой группы ис­пользуют в качестве мощного элемента опорного напряжения устройств стабилизации напряжения с большими токами нагрузки. Их также применяют в цепях блоков защиты от перенапряжений в бортовой сети. Они включаются, когда это напряжение превысит заданный уровень.

В качестве стабилитронов силовых цепей обычно используют стабилитроны типов Д815А — Д815Ж с напряжением стабилизации 5,6 — 18 В и допустимой рассеиваемой мощностью 8 Вт (при темпе­ратуре окружающей среды 25 °С). Если необходимо более высокое напряжение стабилизации, то следует применять стабилитроны типов Д816А — Д816Д с напряжением стабилизации 22 — 47 В, имеющие допустимую рассеиваемую мощность 5 Вт (при темпера­туре окружающей среды 25 °С).



 

14. Характеристики прецизионных стабилитронов

Тип стаби­литрона	Uст ном при Iст= =.10 мА, В	Допустимый разброс UCT, В	Pmах. ВТ	Iст. мА	aUст,. %/°с	гст, Ом, при силе тока	Диаметр, мм	Длина, мм
1 0 мА	3 мЛ
Д818А	9	9 — 10,35	0.3*1	3/33*1	+0,02	25	70	7	15
Д818Б	7,65 — 9	— 0,02
Д818В	8,1 — 9,9	±0,01
Д818Г	8,55 — 9,45	±0,005
Д818Д	8,55 — 9,45	±0,002
Д818Е	8,55 — 9,45	±0,001
КС211Б	11	11 — 12,6	0.28*1	5/33*2	+ 0,02	15	30	(9x32)	26
КС211В	9,3 — 11	— 0,02
КС211Г	9,9 — 12,1	±0,01
КС211Д		±0,005

*1 При температуре 50°С. *2 При температуре 25°С.

Примечания: 1. В числителе указан минимальный ток стабилизации, з знаменателе- — максимальный. 2. Максимальная температура для данных стабилитронов составляет 125СС, 3. В скобках приведены размеры сечения.

15. Характеристика стабилитронов общего назначения

Тип стаби­литрона	Iст. ном мА	Uст. ном	Разброс Uст В	Рmax. мВт	Iст, мА	а,, , %/°с uct	rст при Iст. ном. Ом	Максимальная температура.	Диаметр, мм	Длина, мм
Д814А	5	8	7 — 8,5	340*1	3/40*2	0,07	6
Д814Б	9	8 — 9,5	3/36	0,08	10
Д814В	10	9 — 10,5	3/32	0,09	12	125	7	15
Д814Г	11	10-12	3/29	0,095	15
Д814Д	13	11,5 — 14	3/24	0,095	18
КС133А		3,3	2,97 — 3,63		3/81*2	— 0,11	65
КС139А		3Г9	3,51 — 4,29		3/70	— 0,1	60
КС 147 А	10	4,7	4,23 — 5,17	300* 2	3/58	— 0,09	56	100	7	15
КС 156 А		5,6	5,04 — 6,16		3/55	±0,05	46
КС 168 А		6,8	6,12 — 7,48		3/45	±0,06	28
КС133Г		3,3	2,85 — 3,65		1/37,5*1	— 0,10 — 0,02	150
КС139Г	5	3,9	3,5 — 4,3	125*1	1 /32	— 0,07	150	125	3	7,5
КС147Г		4,7	4,2-5,2		1/26,5	0,05	150
КС156Г		5,6	5,0 — 6,2		1/22,4	0,07	100
КС175Ж		7,5	7,1 — 7,9		0,5/17*1	0,07
КС182Ж	4	8,2	7,4 — 9,0	125*i	0,5/15	0,08	40	125	2,7	4,5
КС191Ж		9,1	8,6-9,6		0,5/14	0,09
КС210Ж		10	9-11		0,5/13	0,09		125	2,7	4,5
КС211Ж		11	10,4 — 11,6	125*1	0,5/12	0,092	40
КС212Ж	4	12	10,8 — 13,2		0,5/11	0,095
КС213Ж		13	12,3 — 13,7		0,5/10	0,095
КС482А		8,2	6,9 — 9		1/96*2	0,08
КС510А		10	8,2-11		1/79
КС512А		12	9,9 — 13,2	100*2	1/67		25	100	7	15
КС518А		18	14,7 — 19,8		1/45	0,10
КС515А		15	12,3 — 16,5		1/53
КС522А		22	17,9 — 24,2		1/37
КС 162 А	10	6,2	5,8 — 6,6		3/22*2	— 0,06	35
КС 168В	10	6,8	6,3 — 7,3		3/20	±0,05	28		(8X4)
КС175А	5	7,5	7 — 8	150*2	3/38	±0,04	16	100	4
КС182А	5	8,2	7,6 — 8,8		3/17	0,05	14
КС191А	5	9,1	8,5-9,7		3/15	0,06	18
КС210Б	5	10	9,3 — 10,7		3/14	0,07	22
КС213Б	5	13	12,1 — 13,9	150*2	3/10	0,08	25	100	(8X4)	4
КС170А	10	7	6,65 — 7,35		3/20*2	±0,01	20

<


*1 При температуре 35°С. *2 При температуре 50°С.

Примечания: 1. Стабилитроны КС1 62А — КС21 ЗБ и КС170А — двуханодные.

2. Нст=,0,24-0,52 В.

3 В скобках указаны размеры сечения.

4. В числителе указан минимальный ток стабилизации, в знаменателе — максимальный.

Стабилитроны цепей управления. В зависимости от целевого назначения стабилитронов, используемых в цепях управления, к ним предъявляют различные требования по разбросу напряже­ния стабилизации, температурной стабильности, дифференциаль­ного сопротивления и т. д.

Если необходимо обеспечить минимальный разброс UcT и мак­симальную температурную стабильность опорного напряжения ста­билитрона, то следует применять прецизионные стабилитроны, лучше удовлетворяющие данным требованиям. В остальных слу­чаях можно рекомендовать применение стабилитронов общего назначения, которые имеют более широкую номенклатуру. Это, в частности, позволяет подобрать стабилитроны с параметрами, оптимальными для конкретных областей применения.

В табл. 14 и 15 приведены характеристики некоторых типов стабилитронов, которые могут быть рекомендованы для изделий автомобильной электронной аппаратуры. Из сопоставления данных табл. 14 и 15 следует, что у прецизионных стабилитронов допусти­мый разброс UCJ в 2 раза меньше, а величина o,uct

на 1 — 2 по­рядка меньше, чем у стабилитронов общего назначения.

 

К числу важнейших факторов, определяющих

К числу важнейших факторов, определяющих техниче­ский уровень современных автомобилей, относится степень их осна­щенности электронными устройствами. Поэтому разработка элек­тронных систем управления агрегатами автомобилей является весьма актуальной задачей для отечественного автомобиле­строения.
В настоящее время накоплен значительный опыт применения электронной аппаратуры в автомобилях. Использование этого опыта является важным условием ускорения разработок новых, более совершенных электронных устройств для автомобилей.
Целью написания настоящей книги является ознакомление инженерно-технических работников автомобильной и других отрас­лей промышленности с изделиями автомобильной электроники, применяемыми для управления агрегатами трансмиссии и тормоз­ными системами автомобилей.
Материал данной книги подобран таким образом, чтобы его можно было использовать при создании новых электронных систем управления. С этой целью в книге приведены рекомендации по вы­бору для таких систем комплектующих изделий из числа большой их номенклатуры, выпускаемой отечественной промышленностью. Кроме того, один из основных разделов книги посвящен описанию ряда типовых функциональных узлов, которые могут быть исполь­зованы при создании электронных систем управления различными агрегатами автомобилей.
Часть материала книги представляет собой примеры конкрет­ной реализации электронных систем управления агрегатами транс­миссии и тормозными системами автомобилей.
 

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Автомобиль «Запорожец». Специальные агрегаты и оборудование/ Д. Г. Поляк, Ю. К. Есеновский — .Пашков, В. М. Мосягин, Б. Н. Пятко, М.: Транспорт, 1981, 206 с.

2. Автомобильные электронные системы: Сб. статей/Под ред. Ю. М. Галкина. М.: Машиностроение, 1982. С. 27 — 38.

3. Аналоговые и цифровые интегральные микросхемы: Справочное пособие/ Под ред.. С. В. Якубовского. М.. Радио и связь, 1985. 432 с.

4. Ануфриев Ю. А., Гусев В. Н., Смирнов В. Ф. Эксплуатационные характе­ристики и надежность электрических конденсаторов. М.: Энергия, 1976. 224 с.

5. Бедрековский Б. А., Кручинин Н. С, Подолян В. А. Микропроцессоры. М.: Радио и связь, 1981. 72 с.

6. Белла Буна. Электроника на автомобиле. М.: Транспорт, 1979. 192 с.

7. Вересов Г.. П., Смуряков Ю. Л,. Стабилизированные источники радио­аппаратуры. М.: Энергия, 1978. 192 с.

8. Гидромеханическая передача автобуса/В. В. Баранов, О. И. Гируцкий, М. Н. Дзядык и др. М,.: Транспорт, 1977. 133 с.

9. Гольденберг Л. М. Импульсные устройства. М.: Радио и связь, 1981, 496с.

10. Гутников В. С. Интегральная электроника в измерительных устройствах. Л.: Энергия, 1980. 248 с.

11. Гуревич Л. В. Разработка и внедрение антнблокировочных тормозных систем автомобилей//Автомобильная промышленность. 1982, № 7. С. 37 — 3$.

12. Додик С. Д. Полупроводниковые стабилизаторы постоянного напряжения и тока (с непрерывным регулированием). М.: Сов. радио, 1980. 344 с.

13. Есеновский — Лашков Ю. К., Поляк Д. Г. Электромеханические устрой­ства и электронные системы автоматизации трансмиссии//Исследование, конст­руирование и расчет тепловых двигателей внутреннего сгорания. М.: НАМИ, 1984. С. 61 — 70.

14. Есеновский — Лашков Ю. К., Поляк Д. Г. Автоматизация управления сцеплением. Проблемы, перспективы, области применения//Автомобильная про­мышленность. 1983. № 8. С. 17 — 19.

15. К вопросу расчета на ЭВМ динамических показателей автомобиля и нагруженности его трансмиссии при автоматизации управления сцеплением/ Ю. К. Есеновский — Лашков, Е. Ф. Волобуев, С. П. Контанистов, Д. Г. Поляк// Тр. НАМИ. 1981. Вып. 184. С. 103 — 115.

16. Крайнык Л. В., Вильковский Е. К., Дзядык М. Н. Электронные системы управления гидромеханическими передачами автомобилей. М.: НИИНавтопром, 1978. Ч. II. 34 с.

17. Куликов С. В., Чистяков Б. В. Дискретные преобразователи сигналов на транзисторах. М.: Энергия, 1972. 288 с.

18. Лавриненко В. Ю. Справочник по полупроводниковым приборам. Киев: Техника, 1984. 424 с.

19. Левенталь Л. Введение в микропроцессоры: Программное обеспечение, аппаратные средства, программирование. М.: Энергоатомиздат, 1983. 464 с.

20. МикроЭВМ/Под ред. А. Дирксена. М.: Энергоатомиздат, 1982. 328 с.

21. Мощные полупроводниковые приборы: Транзисторы: Справочник/Под ред, А. В. Голомедова. М,: Радио и связь, 1985. 560 с.

22. Нефедьев Я. Н. Конструкции и характеристики электронных антиблоки­ровочных устройств зарубежных фирм. М.: НИИНавтопром, 1979. с. 60 с.

23. Полупроводниковые приборы: Диоды, тиристоры, оптоэлектронные при­боры: Справочник/Под общ. ред. Н. Н. Горюнова. М.: Энергоатомиздат, 1982. 744 с.

24. Полупроводниковые приборы: Транзисторы: Справочник/Под общ. ред. Н. Н. Горюнова. М.: Энергоатомиздат, 1983. 904 с.

25. Поляк Д. Г, Есеновский — Лашков Ю. К. Универсальный частотно-аналоговый преобразователь для электронных систем автоматики управления автомо-билем//Совершенствование технико-экономических показателей автомобильной техники. М.: НАМИ. 1983. С. 23 — 37.

26. Поляк Д. Г., Клейменов В. Б. Электронная система автоматического управления приводом сцепления//Автомобильная промышленность. 1982. № 7 С. 32 — 35.

27. Резисторы: Справочник/Под ред. И. И. Четверткова. М.: Энергоатом-издат, 1981. 352 с.

28. Сливинская А. Г. Электромагниты и постоянные магниты. М.: Энергия, 1972. 248 с.

29. Справочник по электрическим конденсаторам/Под общ. ред. И. И. Чет­верткова, В,. Ф. Смирнова, MI/. Радио и связь, 1983. 576 с.

30. Справочник по полупроводниковым диодам/Под ред. И. Ф. Николаевско­го. М/. Связь, 1979. 432 с.

31. Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и транзисторных схем. М.: Энергия, 1977. 672 с.



32. Транзисторы для аппаратуры широкого применения: Справочник/ Под ред. Б. Л. Перельмана. М.: Радно и связь, 1981. 656 с.

33. Трехступенчатая гидромеханическая передача автобуса/В. В. Баранов, О. И; Гируцкий, М. Н. Дзядык и др. М.: Транспорт, 1980. 152 с.

34. Фишер Д. Ж. Э., Гетланд X. Б. Электроника — от теории к практике. М/. Энергия. 1980. 400 с.

35. Хоровиц П., Хилли У. Искусство схемотехники. М.: Мир. 1984. Т. 1. 598 с.; т. 2. 590 cv

36. Эндрю Э. Новые функций бортовых компьютеров/Автомобильная про­мышленность США. 1984. № 4. С. 12 — 13.

37. Falzoni G. L., Pellegrino E., Troisi R. Microprocessor clutch control Electronic Engine: Drivetrain SP — 540. Internation Congress Exposition. Detroit, Michigan, 1983. P. 115 — 125.

38. Hartley J. Anti — skid system slated in the USA//Commercial Motor. 1976. N. 3632. P. 19.

39. Lorenz K., Larisch R. Einsatz des Viergang — Automatikgetrie — bes 4HP22 mit electronisch — hydraulischer Steuerung//ATZ. 1983. N. 85(6). S. 401 — 405.

40. Microprocessors applied to automobile transmission control Automotive Engineering August. 1982. Vol. 90, N. 8. P. 36 — 42.

41. Onp H., Nakano J., Nakano Y., Takahaschi Y. Toyota's New Microprocessor Based Engine and Transmission/Electronic Engine Drivetrain Control SP — 540. International Congress Exposition Detroit, Michigan, 1983, P. 19 — 26.

 

 

ОГЛАВЛЕНИЕ

Предисловие

Введение

Условия работы электронной аппаратуры автомобилей

Исполнительные и командные устройства электронных систем

Микропроцессорные системы управления

Сравнительные технико-экономические показатели механических, гидрав­лических, пневматических и электронных систем

Элементная база электронных систем

Пассивные комплектующие элементы

Активные комплектующие элементы

Типовые функциональные узлы электронных систем

Стабилизаторы напряжения

Частотно-аналоговые преобразователи

Регуляторы силы тока

Устройства защиты электронных систем управления от аварийных режимов

Электронные и микропроцессорные системы автоматического управле­ния сцеплением



Основные принципы автоматизации

Основные предпосылки применения электронных систем

Электронные системы автоматического управления

Микропроцессорные системы автоматического управления

Электронные и микропроцессорные системы управления гидромехани­ческими передачами

Основные предпосылки применения электронных и микропроцессорных систем

Основные требования к электронным и микропроцессорным системам

Электронные системы

Микропроцессорные системы

Антиблокировочные тормозные системы

Список литературы

ББК 39.33-04

П54

УДК 629.113.014 — 523.8

Рецензент Б. И. Морозов

Поляк Д. Г., Есеновский-Лашков Ю. К.

П54 Электроника автомобильных систем управления. — М.: Машиностроение, 1987. — 200 с.: ил.

(В обл.): 70 к.

Описаны электронные системы управления сцеплением, коробкой передач, тор­мозными системами, даны рекомендации по их проектированию и расчету.

Для инженерно-технических работников, занимающихся проектированием, кон­струированием и эксплуатацией автомобилей.

 3603030000-310                                                   ББК 39.33-04

П--------------310-87

 038(01)-87

© Издательство «Машиностроение». 1987

ПРОИЗВОДСТВЕННОЕ  ИЗДАНИЕ

 

Давид Григорьевич Поляк Юрий Константинович Есеновский-Лашков

 

ЭЛЕКТРОНИКА АВТОМОБИЛЬНЫХ СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЯ

Редакторы Н. Ю. Скачкова, 3. М. Рябкова

Художественный редактор С. С. Водчиц

Обложка художника £. Н. Волкова

Технический редактор О. В. Куперман

Корректор А. А. Снастина

ИБ № 4180

Сдано в набор 22.07.86. Подписано в печать 25.0986. Т-15437. Формат 60x90Vie.

Бумага офсетная № 2. Гарнитура литературная. Печать офсетная.

Усл. печ. л. 12,50 Усл. кр.-отт. 12,75. Уч.-изд. л. 14,0. Тираж 20000 экз.

Заказ 1532. Цена 70 к.

Ордена Трудового Красного Знамени издательство «Машиностроение», 107076, Москва, Стромынский пер., 4.

Московская типография № 6 Союзполиграфпрома при Государственном

комитете СССР по делам издательств, полиграфии и книжной торговли.

109088, Москва, Южнопортовая ул., 24

OCR Pirat

СРАВНИТЕЛЬНЫЕ ТЕХНИКО-ЭКОНОМИЧЕСКИЕ

Экономическая эффективность применения электронной системы управления агрегатами автомобиля определяется в ре­зультате сопоставления обеспечиваемых ею эксплуатационных показателей автомобиля по сравнению с иными системами управ­ления.

Основными факторами, влияющими на эффективность исполь­зования той или иной системы управления, являются затраты на изготовление узлов системы; долговечность элементов самой систе­мы и управляемых ею агрегатов автомобиля; расходы по обслу­живанию системы, включая затраты на ее ремонт; эксплуатацион­ные расходы автомобиля, зависящие от типа применяемой системы управления; производительность автомобиля.

Ниже рассматриваются показатели электронной системы уп­равления в сравнении с показателями, обеспечиваемыми гидравли­ческими, механическими и пневматическими системами управления.

Затраты на изготовление системы управления. Для управления агрегатами автомобиля наряду с механическими, гидравлическими и пневматическими системами управления все в большей степени находят применение электронные системы. При этом от того, на какой элементной базе (аналоговой, цифровой или микропроцес­сорной) изготовлена электронная система, зависит соотношение между затратами на создание электронной и иных систем управ­ления.

Для первого этапа развития электронных систем управления было характерно использование аналоговых систем, поскольку для их создания требуется меньшее число комплектующих изделий (в том числе интегральных микросхем).

В дальнейшем однако заметно расширилось применение как импульсных цифровых, так и в особенности микропроцессорных систем управления, предназначенных для реализации сложных за­конов управления. Объясняется это тем, что по мере расширения функций управления аналоговую систему приходится заметно усложнять, а микропроцессорные системы лишены этого недостатна. В результате при необходимости решения системой управ­ления более широкого круга задач затраты на изготовление ана­логовых и микропроцессорных систем управления существенно сближаются. Данное обстоятельство в сочетании с рядом пре­имуществ микропроцессорных систем (универсальность, отсутст­вие настроек, стабильность работы) создает благоприятные пред­посылки для их применения. Это относится в первую очередь к системам управления гидромеханическими передачами больше­грузных автомобилей и городских автобусов большой вмести­мости. Но особенно заметно расширилось применение в ряде стран микропроцессорных систем управления тормозными приводами (антиблокировочные устройства тормозных систем).

При сопоставлении затрат на изготовление электронных (в том числе микропроцессорных) систем управления и систем других типов следует иметь в виду, что, как правило, применение элек­тронных систем позволяет решать более широкий круг задач, например защиту от аварийных режимов. Поэтому сравнительную оценку затрат на изготовление различных систем следует прово­дить, исходя из обеспечения ими одинаковых задач управления. При этих условиях затраты на изготовление аналоговых электрон­ных систем управления обычно оказываются несколько выше, чем гидравлических и механогидравлических систем аналогичного целе­вого назначения.

Проводить сравнение затрат на изготовление микропроцессор­ной системы и механической, механогидравлической или гидравли­ческой систем управления одним и тем же агрегатом неправо­мерно, поскольку применение микропроцессорной системы при рациональном ее использовании должно обеспечить решение более широкого круга задач управления. Затраты на изготовление мик­ропроцессорной системы управления оказываются более высокими по сравнению с аналоговыми системами.

Долговечность элементов системы и управляемых ею агрегатов автомобиля. Электронные системы управления обладают наиболь­шей долговечностью по сравнению с другими системами автома­тического управления. Современный уровень электроники обеспе­чивает долговечность элементов электронной системы управления на уровне срока службы автомобиля, что обычно недостижимо для других систем управления.

Режим работы автомобильного агрегата зависит от того, какая система автоматики им управляет. Электронная система вследст­вие возможности учета с ее помощью большого числа показателей, характеризующих состояние агрегата, должна обеспечивать наи­более благоприятный режим его работы. Так, электронные систе­мы автоматического управления сцеплением по сравнению с меха­ническими или гидравлическими системами обусловливают мень­шую продолжительность работы сцепления с пробуксовыванием. Благодаря этому возрастает долговечность рабочих элементов сцепления (фрикционных накладок, выжимного подшипника). В случае оборудования автомобиля электронной антиблокировочной системой увеличивается срок службы элементов тормозной системы и шин.



При определении экономической эффективности использования электронной системы управления обязательно следует учитывать влияние этой системы на долговечность агрегатов, а также долго­вечность элементов самой системы.

Расходы на ремонт и обслуживание системы управления. Элек­тронные системы управления, как правило, являются необслужи­ваемым объектом, поэтому можно считать, что расходы на обслу­живание электронных систем отсутствуют. В этом отношении дан­ные системы превосходят любые механические, гидравлические и электрические релейные системы управления, которые нуждаются в периодическом техническом обслуживании. Вследствие высокой долговечности элементов электронных систем требуется очень не­большой объем их выпуска в качестве запасных частей. Малы и расходы на ремонт этих элементов. Поэтому эксплуатационные расходы на обслуживание электронных систем управления значи­тельно ниже по сравнению с аналогичными расходами для меха­нических, гидравлических и электрических релейных систем управления.

Эти расходы оказывают существенное влияние на экономиче­скую эффективность применения электронных систем управления.

Эксплуатационные расходы автомобиля и его производитель­ность. Электронные системы управления агрегатами автомобилей по сравнению с другими системами yпpaвлeния обладают следую­щими преимуществами:

точность их настройки может быть обеспечена в пределах 1 — 3 % от заданного уровня, что создает благоприятные пред­посылки для получения наилучших эксплуатационных показателей автомобиля (расход топлива, скорость движения, безопасность ра­боты и др.);

возможна простая и быстрая перенастройка системы, например, с помощью электрических переключателей. Такая перенастройка целесообразна при изменении условий эксплуатации автомобиля (переход от движения в городе на загородные маршруты или при эксплуатации автомобиля в горных условиях);

время, необходимое на замену вышедшего из строя элемента системы, минимально. При электронной системе управления для этого достаточно отключить штепсельный разъем от отказавшего электронного блока и подключить с помощью данного разъема запасной блок.



В случае применения механических или гидравлических систем управления их Элементы обычно располагают либо внутри, либо вблизи от управляемого ими агрегата. Вследствие этого для ре­монта или замены отказавшего элемента требуется значительно большее время, чем при электронной системе управления.

Таким образом, использование электронных систем управления агрегатами автомобилей создает благоприятные предпосылки для уменьшения простоя автомобилей, улучшения их эксплуатационных показателей, в том числе повышения производительности. При наличии достоверных данных о влиянии электронной системы управления на эксплуатационные показатели автомобилей они обязательно должны быть учтены при определении экономической эффективности ее применения.

Оценивая перспективы применения электронных систем управ­ления агрегатами автомобилей с точки зрения обеспечения поло­жительного экономического эффекта, следует указать, что по всем показателям, за исключением затрат на изготовление, электронные системы превосходят другие системы управления. Поэтому в конеч­ном итоге все будет зависеть от того, в какой мере увеличение затрат на изготовление автомобиля в результате оборудования его электронной системой управления будет окупаться улучшением эксплуатационных показателей автомобиля.

Соответствующие расчеты при наличии необходимых исходных данных могут быть проведены по общеизвестным методикам.

ТИПОВЫЕ ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ УЗЛЫ ЭЛЕКТРОННЫХ СИСТЕМ

Любая электронная система управления тем или иным агрегатом автомобиля, как правило, состоит из нескольких закон­ченных функциональных узлов, предназначенных для решения соответствующей схемотехнической задачи. К числу таких типовых функциональных узлов относятся: стабилизаторы напряжения; частотно-аналоговые преобразователи, осуществляющие преоб­разование частоты входного сигнала в напряжение постоянного тока; регуляторы силы тока, обеспечивающие поддержание в цепи заданной силы тока или ее изменение по заданному закону в за­висимости от уровня или частоты входного сигнала; элементы защиты как самой электронной системы, так и управляемого ею агрегата от аварийных режимов, к которым относятся, в частности, устройства защиты электронных блоков автоматики от коротких замыканий, перегрузки по току, а также от перенапряжений. Для защиты управляемого агрегата от аварийных режимов в случае отказа тех или иных устройств автоматики или ошибоч­ных действий водителя применяют электронные устройства, пре­дотвращающие возможность самопроизвольного непредусмотрен­ного включения агрегата (например, включения в коробке передач низших передач при высокой скорости движения автомобиля).

 

СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ

При значительных колебаниях напряжения бортовой сети, являющейся источником питания электронной аппаратуры, невозможно обеспечить стабильность характеристик систем регу­лирования без применения стабилизаторов напряжения.

Простейшим устройством, обеспечивающим стабилизацию на­пряжения, является параметрический стабилизатор напряжения, представляющий собой последовательно соединенные резистор и стабилитрон. Для повышения нагрузочной способности таких ста­билизаторов их иногда дополняют эмиттерными повторителями.

Рис. б. Схема стабилизатора, поддержи­вающего заданный уровень напряжения по отношению к отрицательному полюсу ис­точника питания

Преимуществами параметриче­ских стабилизаторов является их малая цена и высокая надежность. Однако они не обеспечивают высо­кой стабильности выходного напря­жения при значительных колеба­ниях напряжения бортовой сети и тока нагрузки. Кроме того, вслед­ствие значительного разброса (как правило, в пределах ±10%) опор­ного напряжения у стабилитронов одного и того же типа невозможно без специального отбора стабилитронов обеспечить в стабилизато­ре заданный уровень выходного стабилизированного напряжения.

Поэтому параметрические стабилизаторы напряжения не полу­чили широкого распространения в электронных системах управле­ния агрегатами автомобилей, поскольку к источникам питания их управляющих устройств предъявляют очень жесткие требования как в части стабильности напряжения питания, так и обеспечения заданной его величины. Последнее имеет особое значение для электронных устройств, содержащих интегральные микросхемы, у которых допустимый разброс напряжения питания может со­ставлять ±5 %.

Эти требования удовлетворяются при использовании для пита­ния электронных устройств компенсационных стабилизаторов на­пряжения с непрерывным регулированием. Такие стабилизаторы представляют собой замкнутую систему автоматического регули­рования, обеспечивающую поддержание заданного выходного напряжения при любых изменениях внешних факторов (напряже­ния бортовой сети, тока нагрузки, температуры). Регулирующим элементом стабилизатора является выходной транзистор, работаю­щий в активном режиме. Между эмиттером и коллектором тран­зистора создается падение напряжения, равное разности напряже­ния бортовой сети и требуемого напряжения стабилизации.

Компенсационные стабилизаторы напряжения широко описаны в литературе [7, 12, 34, 35], поэтому в данном разделе рассмот­рены только некоторые схемы стабилизаторов такого типа, приме­няющиеся в электронных системах управления агрегатами авто­мобилей (сцепление, гидромеханические передачи). На рис. 5 при­ведена принципиальная электрическая схема компенсационного стабилизатора, обеспечивающего получение на выходе (вывод + UCT) стабилизированного напряжения по отношению к отрица­тельному полюсу (массе) бортовой сети (вывод — Ucr). Стабили­затор предназначен для подключения к бортовой сети с номиналь­ным напряжением 24 В. К базе управляющего транзистора VT1 подводится напряжение, равное сумме опорных напряжений Uoni и UОП2 стабилитронов- VD1 и VD2, а напряжение, подводимое к его эмиттеру, определяется выражением



Uэ1 = (Uст - ДUVD4) R4/(R4

+ R5),

где ДUVD4 — падение напряжения в диоде VD4.

Напряжение между базой и эмиттером транзистора VT1



Для пояснения принципа действия стабилизатора предполо­жим, что в его схеме отсутствует подстроечный резистор R5*, и подставим в формулу (1) значение R5= 0. В этом случае данная формула запишется в виде UБЭ1 = (Uoп1 + Uoп2) +ДUVD4 — UСт-

Если бы напряжение U вэ1 уменьшилось до 0,3 — 0,4 В, то вследствие закрытия транзисторов VT1 и VT2 выходное напряже­ние стабилизатора снизилось бы до нуля. Наоборот, в случае по­вышения напряжения Uвэ1

до 0,55 — 0,65 В произошел бы переход транзисторов VT1 и VT2 в режим насыщения с возрастанием вы­ходного напряжения стабилизатора до значения, близкого к на­пряжению бортовой сети. Ни тот ни другой режим работы транзи­сторов не имеет места, поскольку напряжение U вэ! больше нуля и меньше напряжения бортовой сети. Поэтому в действительности напряжение Uвэ1 в зависимости от условий работы стабилизатора составляет 0,4 — 0,5 В.

Указанные значения U вэ1 соответствуют температуре тран­зисторов (20±5)°С. При увеличении температуры транзистора напряжение Uвэ1 уменьшается, а при уменьшении температуры возрастает.



Рис. 6. Схема стабилизатора, под­держивающего заданный уровень напряжения по отношению к поло­жительному полюсу источника пита­ния

С учетом приведенных данных выходное напряжение стабили­затора может быть определено по формуле Uст = Uоп1 + Uoia — ДUvD4 — (0,4-0,5). Падение напряжения AUVDi составляет 0,6 — 0,7 В, поэтому в первом приближении можно принять, что выходное напряжение стабилизатора определяется только суммой опорных напряжений стабилитронов VD1 и VD2. У различных ста­билитронов одного и того же типа опорное напряжение имеет разброс до ±10 %. Вследствие этого в зависимости от того, какие конкретные стабилитроны будут использованы в стабилизаторе, их выходное напряжение может иметь разброс до ±10%. Если такая разница в значениях стабилизированного напряжения недо­пустима, то в схеме стабилизатора необходимо иметь подстроеч­ный резистор R5*. Чем выше номинальное сопротивление этого резистора, тем больше при прочих равных условиях выходное на­пряжение стабилизатора. Тот же результат можно получить, ана­лизируя формулу (1).



В стабилизаторе напряжения, выполненном в соответствии со схемой, приведенной на рис. 5, при R5 = 0 выходное стабилизиро­ванное напряжение равно 14,5 В. Для улучшения теплового ре­жима транзистора VT2 в результате уменьшения падения напряжения в его переходе эмиттер — коллектор в цепь питания тран­зистора включен балластный резистор R2, имеющий сопротив­ление 10 Ом. Максимальный ток нагрузки стабилизатора состав­ляет 0,5 А, поэтому падение на­пряжения в резисторе R2 не пре­вышает 5 В. Если напряжение бортовой сети даже будет равно минимально допустимому его значению (21,6 В), то и в этом случае при указанном значении падения напряжения к эмиттеру транзистора VT2 будет подве­дено напряжение 16,6 В, что вполне достаточно для получения стабилизированного напряже­ния, равного 14,5 В.

Конденсаторы С1 и С2 применены для уменьшения до прием­лемого уровня пульсаций напряжения на выходе стабилизатора. При этом электролитический конденсатор С1 относительно боль­шой емкости выполняет функции фильтра низких частот, а непо­лярный конденсатор С2 используется для сглаживания высоко­частотных импульсов. Защита стабилизатора от выхода из строя при коротком замыкании в выходной цепи осуществляется с по­мощью диода VD3. Если такое замыкание происходит, то вслед­ствие уменьшения до нуля напряжения на выходе стабилизатора открывается диод .VD3 и напряжение, подводимое к базе транзи­стора VT1, уменьшается до 0,6 — 0,65 В. В результате резко умень­шается ток базы транзистора VT1, вследствие чего происходит ограничение тока в цепях базы, эмиттера и коллектора транзи­стора VT2 и тем самым осуществляется защита данного транзи­стора от выхода из строя.

В стабилизаторе напряжения (рис. 6), обеспечивающем при изменении напряжения бортовой сети в диапазоне 10,8 — 15 В под­держание заданного стабилизированного напряжения (10 — 10,2В) между выходом стабилизатора и положительным полюсом ( + U„) бортовой сети, в качестве источника опорного напряжения стаби­лизатора используется прецизионный стабилитрон VD1 (типа Д818Б).



По отношению к шине — Uст напряжение, подводимое к базе транзистора VT1, определяется выражением

UБ1 = Uст — Uоп                                                                                     (2)

где Uст

— напряжение между положительным полюсом бортовой сети (вывод + UCT) и выходом стабилизатора (вывод — UCT).

Напряжение, подводимое к эмиттеру транзистора VT1, определяется по формуле

Uэ1 = (UстR5 + ДUVD2R3)/(Rз + R5).                                                      (3)

где ДUVD2 — падение напряжения в диоде VD2.

С учетом формул (2) и (3) напряжение между эмиттером и базой транзистора VT1 может быть записано в виде

UЭБ1 = Uоп - (Uст - ДUVD2) R3/(R3 + R5).                                               (4)

Если напряжение UЭБ1 станет меньше 0,3 — 0,4 В, то транзи­стор VT1 будет закрыт. Вследствие этого окажется выключенным транзистор VT2, и выходное напряжение стабилизатора умень­шится до нуля. При увеличении напряжения Uэв1 до 0,5 — 0,65 В транзистор VT1 переходит в режим насыщения, вследствие чего в таком же режиме будет работать и транзистор VT2. В резуль­тате напряжение на, выходе стабилизатора окажется близким к на­пряжению бортовой сети. Очевидно, что как тот, так и другой ре­жимы транзисторов не реализуются в стабилизаторе, поскольку его выходное напряжение не должно быть равно ни нулю, ни напряжению бортовой сети. Вследствие этого напряжение Uэв! будет составлять 0,4 — 0,5 В (в зависимости от напряжения борто­вой сети).

С учетом изложенного выше и выражения (4) формула для определения выходного (стабилизированного) напряжения стаби­лизатора может быть записана в виде

      (5)

Из формулы (5) следует, что при постоянстве падения напря­жения ДUVD2

в диоде VD2 величина стабилизированного напряже­ния UCT зависит только от опорного напряжения U0n стабилитрона VD1 и сопротивления резисторов КЗ, R5. Опорное напряжение стабилитронов типа Д818Б может иметь разброс в пределах 7,2 — 9 В. Для того чтобы при таком разбросе напряжения Uon обеспечить с высокой точностью заданный уровень UCT, резистор R5 используют в качестве подстроечного элемента схемы.



Анализ формулы (5) показывает, что для обеспечения постоян­ ства выходного напряжения стабилизатора независимо от темпе­ратуры окружающей среды необходимо, чтобы при ее увеличении одновременно с уменьшением величины UЭBI снижалось и напря­жение Uou. В случае же снижения температуры значение U0п должно увеличиваться. В рассматриваемом стабилизаторе это тре­бование удовлетворяется, во-первых, вследствие применения ста­билитрона VD1 типа Д818Б, имеющего отрицательный темпера­турный коэффициент напряжения и, во-вторых, в результате включения последовательно с резистором R5 диода VD2. При уве­личении температуры падение напряжения ДUVD2 в диоде VD2 уменьшается, в результате чего снижается напряжение, подводи­мое к эмиттеру транзистора VT1, что и требуется для получения меньшего напряжения UЭБ1.

Испытания стабилизатора, выполненного по схеме, приведен­ной на рис. 6, показали, что при изменении температуры окружаю­щей среды от — 20 до + 70 °С значение Ucr меняется не более чем на +0,1 В.

Хорошая стабильность выходного напряжения стабилизатора при значительных изменениях напряжения источника его питания (бортовой сети) обеспечивается при подключении источника опор­ного напряжения, состоящего из стабилитрона VD1 и резистора R2, к выходному (стабилизированному) напряжению. Благодаря этому сила тока, проходящего через стабилитрон VD1, меняется в небольших пределах, что требуется для получения стабильного опорного напряжения стабилизатора. Указанное подключение ста­билитрона VD1 оказалось возможным в результате применения резистора R1, с помощью которого осуществляется первичный пуск схемы после ее подключения к источнику питания.



Рис. 7. Схемы стабилизатора напряже­ния, выполненного на базе элемента DA1 высокопороговой логики, и эле­мента DA1:

а — схема стабилизатора; б — схема эле­мента DA1

Важным преимуществом рассматриваемого стабилизатора яв­ляется возможность получения заданного стабилизированного на­пряжения UCT при напряжении бортовой сети, превышающем зна­чение U ст всего лишь на 0,3 — 0,5 В. Это имеет особое значение, когда стабилизированное напряжение должно быть на уровне 10 В, а источником питания стабилизатора является бортовая сеть с номинальным напряжением 12 В и, следовательно, с минимально возможным напряжением 10,8 В.



Очень простым по схемотехническому решению является ста­билизатор напряжения, принципиальная схема которого приведена на рис. 7. В этом стабилизаторе поддержание заданного уровня напряжения обеспечивается с помощью логического элемента типа И — НЕ, выполненного по схеме высокопороговой логики. Такие элементы являются составной частью всех логических мик­росхем серии К511 (ЛА1, ЛА2, ЛАЗ, ЛА4, ЛА5 и др.).

Для пояснения принципа действия стабилизатора рассмотрим передаточные характеристики элемента И — НЕ микросхем серии К511 (рис. 8) при напряжениях источника питания Un, равных 15 В (кривая J) и 10,8 В (кривая 2). Если входное напряжение UBX элемента меньше 6 В, то напряжение UВых на выходе элемента имеет высокий уровень, близкий к напряжению источника пита­ния (13,5 В при Uп=15 В и 9,5 В при Uп=10,8 В). При входном напряжении, превышающем 8 В, выходное напряжение элемента снижается до 1,5 В. В диапазоне входных напряжений 6 — 8 В происходит монотонное уменьшение выходного напряжения. Именно на данном участке передаточной характеристики, где величина выходного напряжения зависит от входного напряжения, в рассматриваемом стабилизаторе работает элемент 2И — НЕ. При этом связь между выходным Uвыт

и входным UBX напряжениями элемента (кривые 3

— 6) выражается соотношением

Uвых = Uвх (R2 + R3)/R3 + ДUБЭ1,                                                          (6)

где ДUБЭ1 — падение напряжения в переходе база — эмиттер тран­зистора VTL



Рис. 8. Зависимости, характеризую­щие работу стабилизатора на базе элемента высокопороговой логики:

1 и 2 — передаточные характеристики; 3 — 6 — Uяыx=f(Uвх) при различных со­противлениях резисторов R2 и R3

Однако связь между значениями (UВЫX

и U3I задается переда­точной характеристикой элемента. Поэтому напряжение UВЫх на выходе элемента определяется точкой пересечения его передаточ­ной характеристики и кривой, описываемой формулой (6).

Связь между выходом 3 (см. рис. 7, а) элемента и выходом стабилизатора осуществляется через транзистор VT1, включен­ный по схеме эмиттерного повторителя. Поэтому напряжение на выходе стабилизатора



Uст = Uвых — ДUБЭ1 = Uвх (R2 + R3)/R3.

Напряжение в стабилизаторе поддерживается постоянным бла­ годаря действию отрицательной обратной связи, реализуемой путем соединения выхода стабилизатора и входов элемента (через делитель напряжения, образованный резисторами R2 — R3). Если, например, напряжение на выходе стабилизатора по какой-либо причине стало больше значения Uст, то происходит увеличение входного напряжения элемента. В соответствии с передаточной характеристикой элемента это вызовет уменьшение его выходного напряжения с восстановлением прежнего уровня напряжения Uст на выходе стабилизатора. В случае снижения напряжения на вы­ходе стабилизатора меньше значения UCT входное напряжение элемента уменьшится. В результате возрастет напряжение на вы­ходе элемента, что обеспечит восстановление прежнего уровня напряжения.

В зависимости от соотношения сопротивления резисторов R2 и R3 напряжение на выходе элемента может устанавливаться в пре­делах от 1,5 до 13,5 В при UП=15 В или до 9,3 В при UП=10,8 В. Однако оптимальная зона работы стабилизатора соответствует участку передаточной характеристики, где зависимость UВЫх = =f(UBx) имеет максимальную крутизну. При номинальном напря­жении бортовой сети- 12 В, минимальное напряжение источника питания стабилизатора может быть равно 10,8 В. С учетом этого максимальный диапазон устанавливаемого выходного напряжения элемента составляет 1,5 — 9,3 В (точки пересечения кривых 3 и 6 с кривыми 1 и 2), а оптимальный диапазон — от 3 до 8 В (точки пересечения кривых 4 к 5 с кривыми 1 и 2).

В имеющихся стабилизаторах напряжения, выполненных по схеме, приведенной на,рис. 7, минимальная разница между напря­жением источника питания и стабилизированным напряжением составляла 2,3 — 2,8 В. Это означает, что при номинальном, напря­жении бортовой сети 12 В, с помощью рассматриваемого стабили­затора можно получить стабилизированное напряжение не выше 8,0 — 8,5 В. Поэтому данный стабилизатор предпочтительнее ис­пользовать в автомобилях с номинальным напряжением бортовой сети 24 В. Следует, однако, иметь в виду, что в этом случае мак­симальное напряжение бортовой сети составляет 30 В, в то время как напряжение источника питания микросхем серии К511 не должно превышать 25 В. Поэтому напряжение, подводимое к микросхеме от бортовой сети, необходимо ограничивать, что мо­жет быть выполнено, например, с помощью простейшего парамет­рического стабилизатора напряжения.



Если в состав электронной схемы, которая должна получать питание от стабилизатора напряжения, входит логическая микро­схема серий К511 или другой серии высокопороговой логики, и в этой микросхеме имеется один неиспользованный элемент типа И — НЕ, то его можно использовать для создания стабилизатора напряжения рассматриваемого типа. В этом случае для создания стабилизатора напряжения потребуется минимальное количество комплектующих изделий, что увеличивает целесообразность его применения.

 

ЧАСТОТНО-АНАЛОГОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ

Преобразователи частота — напряжение (ПЧН) или частотно-аналоговые преобразователи являются наиболее распро­страненным типовым функциональным узлом электронных систем управления агрегатами автомобиля.

Такие преобразователи применяют в системах автоматического управления сцеплением, устройствах автоматического управления переключением передач, антиблокировочных системах управления тормозными механизмами автомобилей. Их также используют во многих других системах управления агрегатами двигателя.

Основными показателями, определяющими свойства ПЧН, являются:

рабочий диапазон частот входного сигнала, характеризуемый отношением fmax/fmin;

минимальный уровень входного сигнала, при котором обеспечи­вается работоспособность преобразователя;

линейность преобразования;

быстродействие преобразования, которое оценивают запаздыва­нием изменения уровня выходного сигнала по отношению к изме­нению частоты входного сигнала;

величина пульсаций выходного напряжения UВЫХ (при различ­ных частотах входного сигнала);

стабильность характеристики Uвых=F(f) при изменении напря­жения питания, температуры окружающей среды и т. д.;

помехоустойчивость, т. е. отсутствие сбоев в работе при нали­чии помех в цепях питания и полевых (электромагнитных) помех;

коэффициент использования напряжения источника питания, характеризуемый отношением максимального напряжения на вы­ходе ПЧН к напряжению источника питания.

Кроме того, важным показателем ПЧН, в ряде случаев опреде­ляющим целесообразность его применения, является состав и количество входящих в него комплектующих изделий, поскольку от этого зависит стоимость преобразователя. В зависимости от области применения ПЧН наиболее существенными являются те или иные его показатели.



 

ПЧН с формирователем сигнала

переменной скважности и фильтром

Форма сигнала u0, поступающего на вход ПЧН от дат­чика частоты вращения контролируемого вала, может быть самой различной (рис. 9,а и б). Сигнал u0 поступает на вход усилителя-ограничителя, который преобразует его в выходной сигнал и1. С помощью формирователя сигнала переменной скважности сиг­нал и1

преобразуется в последовательность прямоугольных им­пульсов с постоянной продолжительностью tи и амплитудой uz не­зависимо от частоты f следования сигналов и1. При этом чем выше частота следования сигналов и1 и и2 и соответственно чем меньше продолжительность цикла tц, тем меньше скважность g = tn/tn сиг­налов и2 на выходе формирователя.

После прохождения последовательности импульсов w2 через фильтр низких частот они преобразуются в зависимости u3=F(t). При этом среднее напряжение U3 CP тем больше, чем выше частота входного сигнала, подводимого к ПЧН. Пульсации напряжения и3

при прочих равных условиях оказываются тем меньше, чем боль­ше отношение постоянной времени т фильтра к периоду tц. Поэто­му по мере увеличения частоты входного сигнала и, следователь­но, уменьшения tц уровень пульсаций напряжения и3

снижается.

Выходной усилитель предназначен для увеличения допустимого тока нагрузки ПЧН. Обычно в качестве такого усилителя исполь-1 зуется эмиттерный повторитель.

Преимуществами ПЧН рассматриваемого типа являются линей­ность зависимости его выходного напряжения от частоты входного сигнала, а также возможность реализации ПЧН при использова­нии относительно простых схемотехнических решений. Необхо­димо, однако, иметь в виду, что для обеспечения приемлемого (низкого) уровня пульсаций выходного напряжения в ПЧН необ­ходимо применять фильтр с постоянной времени, величина кото­рой должна на один — два порядка превышать продолжительность Цикла входного сигнала. Поскольку запаздывание изменения вы­ходного напряжения ПЧН по отношению к изменению частоты входного сигнала определяется постоянной времени фильтра, при­менение ПЧН описываемого типа, как правило, возможно при частотах входного сигнала не ниже сотен герц. Если же частота входного сигнала не превышает десятков герц, то запаздывание изменения выходного сигнала увеличится до сотен миллисекунд и Даже единиц секунд, что в ряде случаев недопустимо.





Рис. 9. Формы сигналов ПЧН на базе формирователя выходного сигнала пере­менной скважности и фильтра низких частот: о и б — соответственно при низких и высоких частотах вращения контролируемого вала



Рис. 10. Схема одновибратора на базе логических элементов 2И — НЕ и формы сигналов

Основным элементом ПЧН рассматриваемого типа является формирователь сигнала переменной скважности, в качестве. кото­рого обычно используют либо одновибратор (ждущий мультивиб­ратор), либо дифференциатор сигналов, поступающих с выхода усилителя-ограничителя, в сочетании с интегратором, который при этом выполняет и функции фильтра.

ПЧН с одновибратором. Известно большое число самых раз­личных схем одновибраторов, выполненных как с дискретными элементами, так и на базе аналоговых и цифровых интегральных микросхем [9, 10, 35]. Одной из наиболее простых является приве­денная на рис. 10 схема одновибратора, выполненная на базе двух логических элементов типа 2И — НЕ и содержащая время-задающую дифференцирующую RC-цепь [9, 31].



Рис. 11. Изменение напряжения на времязадающем конденсаторе одновибратора:

1 — 8 — по схеме рис. 10 при различ­ных постоянных времени цепи заряд­ки конденсатора; 4 — по схеме рис. 12

В исходном состоянии одновибратора к входу 1 элемента Э1 подводится напряжение и1

с уровнем, соответствующим «логиче­ской 1», а пуск схемы осуществляется при подаче на вход 1 короткого импульса с уровнем напряжения Uo, соответствующим «логическому 0» (рис. 10).

В исходном состоянии напряжение ue на выходе 6 элемента Э2, являющееся одновременно и выходным напряжением 17ВЫХ

одно-вибратора, равно уровню «логической 1». При этом и к входу 2 элемента Э1 подводится напряжение с уровнем «логической 1», чему соответствует открытое состояние транзистора VT1 данного элемента, обеспечивающее получение на его выходе 3 напряжения Us с уровнем, соответствующим состоянию «логического 0». Напря­жение такого же уровня получается и на входах 4 и 5 элемента Э2, благодаря чему обеспечивается закрытие транзистора VT2. Поэтому, как указывалось выше, на выходе 6 элемента Э2 напря­жение возрастает до уровня «логической 1».



Поступление в момент t1 на вход 1 элемента Э1 напряжения uо с уровнем «логического 0» приводит к увеличению напряжения uз на выходе 3 элемента Э1 до уровня «логической 1». Такой харак­тер изменения напряжения объясняется тем, что резистор R имеет значительно меньшее сопро­тивление по сравнению с резистором R1, и поэтому можно считать, что падение напряжения в резисторе R при прохождении через него тока зарядки конденсатора С близко к нулю.

Напряжение с уровнем «логической 1» в момент времени t1 через разряжен­ный конденсатор С подво­дится к входам 4 и 5 эле­мента Э2, и, поскольку оно выше порогового напряже­ния (Люр, при котором про­исходит изменение напря­жения на выходе элемента Э2, данный элемент перехо­дит в режим работы с открытым транзистором VT2. При этом уровень напряжения Uвых соответствует состоянию «логиче­ского 0». Далее под действием напряжения и3 через резистор R1 осуществляется постепенная зарядка конденсатора С, в резуль­тате чего происходит соответствующее уменьшение напряжения u4,5 на входах 4 и 5 элемента Э2.



Рис. 12. Схема одновибратора с большой продолжительностью импульса на базе логических элементов 2И — НЕ и формы сигналов

В момент времени t2 напряжение u4,5

снижается до значения Uцop. При этом происходит закрытие транзистора VT2 и напряже­ние на выходе одновибратора возрастает до уровня «логиче­ской 1». В результате к обоим входам элемента Э1 оказывается подведенным напряжение с уровнем «логической 1», что обеспе­чивает открытие транзистора VT1 и быструю разрядку через его переход коллектор — эмиттер и диод VD конденсатора С. , После окончания процесса разрядки конденсатора одновибратор устанав­ливается в исходное состояние. Продолжительность импульса tи = t2 — t1 на выходе одновибратора определяется постоянной вре­мени т=R1C. Чем больше т, тем медленнее снижается напряжение На входах 4 и 5 элемента Э2 в процессе зарядки конденсатора С (рис. 11, кривые 1 — 3) и, следовательно, тем больший промежуток времени понадобится для снижения указанного напряжения до значения Unop.



В первом приближении продолжительность tи импульса одно-Вибратора можно определить по формуле tK=RlC lп(Uп/Uпор) (где Un — напряжение питания одновибратора). При расчете по этой формуле получают несколько завышенные значения tи, по­скольку в ней не учитывается падение напряжения в выходной цепи логического элемента Э1 при прохождении через нее тока зарядки конденсатора С.

Стабильность tи в значительной степени зависит от постоянства напряжения Uпор при изменении различных внешних факторов, например температуры элемента Э2. В этом отношении удовлетво­рительные показатели имеют логические микросхемы серии К511, для которых характерно Unop=6-8 В и температурная нестабиль­ность ипор

составляет не более 3 мВ/°С. Для микросхем серии К155 Uпор=0,84-1,2 В, а температурная нестабильность порогового напряжения примерно такая же, как и у микросхем серии К511 (3 мВ/°С). Вследствие этого нестабильность напряжения Uпор по отношению к его номинальному значению у микросхем серии К155 существенно больше, чем у микросхем серии К511. Соответственно хуже и стабильность tu при изменении температуры у одновибра-торов на базе логических схем серии К155.

В тех случаях, когда необходимо получить значение tw порядка сотен миллисекунд и даже секунд, может быть рекомендована схема одновибратора, приведенная на рис. 12 [34]. Этот одновиб-ратор выполнен на базе трех логических элементов типа 2И — НЕ, а его времязадающая цепь образована резистором R и конденса­тором С. Исходное состояние одновибратора соответствует подве­дению к входу 2 элемента Э1 напряжения с уровнем «логиче­ской 1», а пуск схемы осуществляется при подаче на данный вход импульса с уровнем «логического 0» (рис. 12,6). В исходном со­стоянии уровень напряжения на выходе 9 элемента ЭЗ, являюще­гося также выходным напряжением одновибратора, соответствует состоянию «логической 1». При этом к обоим выводам элемента Э1 оказывается подведенным напряжение с уровнем «логиче­ской 1», вследствие чего напряжение на выходе 3 элемента Э1 снизится до уровня «логического О», а напряжение и6



на выходе 6 элемента Э2 увеличится до уровня «логической 1».

Под действием напряжения иб происходит быстрая зарядка конденсатора С, причем ток зарядки проходит через резистор R2 и переход база — эмиттер транзистора VT4. Этот транзистор оста­ется открытым и после окончания зарядки конденсатора, посколь­ку его база через резистор R подключена к положительному по­люсу источника питания. В результате этого напряжение на входе 8 элемента ЭЗ имеет уровень «логического О», а напряжение на выходе 9 данного элемента — уровень «логической 1».

Подача в момент времени t1 на вход 2 элемента Э1 импульса с уровнем «логического 0» приводит к появлению на выходе 3 эле­мента Э1 напряжения с уровнем «логической 1», а на выходе 6 элемента Э2 — «логического О». При этом через открывшийся переход коллектор — эмиттер транзистора VT2 положительный вы­вод конденсатора С соединяется с эмиттером транзистора VT4. Это приводит к изменению полярности напряжения UБЭ, подво­димого к переходу эмиттер — база транзистора VT4, и закрытию этого транзистора. В результате через резистор R4 к входу 8 под­водится напряжение с уровнем «логической 1». Так как напряже­ние на обоих входах элемента ЭЗ соответствует уровню «логиче­ской 1», то на выходе 9 элемента ЭЗ напряжение снижается до уровня «логического 0». Это напряжение подводится к входу 1 элемента Э1, что обеспечивает поддержание напряжения с уров­нем «логической 1» на выходе 3 и напряжения с уровнем «логиче­ского 0» на выходе 6 элемента Э2 и после окончания действия импульса.

После открытия транзистора VT2 через конденсатор С прохо­дит ток в направлении, указанном на рис. 12, а стрелками. Вслед­ствие прохождения этого тока, направление которого противо­положно направлению тока зарядки конденсатора, происходит перезарядка (разрядка) конденсатора с изменением напряжения (см. рис. 12,6). После того, как в процессе перезарядки конденса­тора напряжение Uc на нем уменьшится до нуля, а затем воз­растет до 0,3 — 0,5 В, произойдет открытие транзистора VT4. Вследствие этого напряжение на входе 8 элемента ЭЗ снижается до уровня «логического 0», а напряжение на выходе 9 увеличи­вается до уровня «логической 1».



Появление напряжения с уровнем «логической 1» на выходе 9 элемента ЭЗ и, следовательно, на входе 1 элемента Э1 в сочетании с подведением напряжения такого же уровня к входу 2 элемента Э1 обеспечивает установку одновибратора в исходное состояние. При этом поскольку транзистор VT2 будет закрыт, через резистор R2 произойдет быстрая зарядка конденсатора С, и схема ока­жется подготовленной к последующей работе.

Для реализуемого в одновибраторе процесса перезарядки кон­денсатора (вследствие подведения к нему напряжения питания обратной полярности) характерно более интенсивное снижение напряжения на конденсаторе по сравнению с режимом обычной его разрядки (см. рис. 11). Благодаря этому при Uс=±0,5 В из­менение напряжения в процессе перезарядки конденсатора происходит достаточно интенсивно. Поэтому можно сделать допущение о том, что окончание импульса на выходе одновибратора соответ­ствует перезарядке конденсатора не до уровня 0,3 — 0,5 В, а до напряжения, равного нулю. При таком допущении продолжитель­ность импульса одновибратора

tи = — RС1n0,5=0,7RС.

Стабильность продолжительности импульса tи одновибратора, в первую очередь, определяется характеристиками конденсатора. Если требования к стабильности tи высоки, то нельзя применять в одновибраторе оксидно-полупроводниковые конденсаторы (имеющие минимальные размеры). В этом случае необходимо ис­пользовать конденсаторы иного типа, но во избежание чрезмер­ного увеличения размеров аппаратуры емкость конденсатора С приходится значительно ограничивать. Для получения же требуе­мой величины in необходимо увеличивать сопротивление рези­стора R. В рассматриваемом одновибраторе эта задача решается без особых затруднений путем применения транзистора VT4 с вы­соким коэффициентом усиления.

Это можно проиллюстрировать на примере использования в одновибраторе логических микросхем серии К511, у которых максимальная сила входного тока составляет ~0,5 мА. Такой ток Iк должен проходить в цепи коллектора транзистора VT4 и для его обеспечения сила тока в цепи базы транзистора (проходящего через резистор R)





где р — коэффициент усиления транзистора по току; k — коэффи­циент, учитывающий необходимость увеличения силы тока базы для гарантированного получения режима насыщения транзистора, k= 1,3-7-1,5.



Рис. 13. Схема усилителя сиг­налов датчика частоты вра­щения

Значение р для ряда типов выпускаемых транзисторов (напри­мер, КТ3102, КТ342, КТ373) составляют не менее 100 — 200. Тогда сила тока базы транзистора VT4 должна быть не менее 3,75 — 7,5 мкА. При напряжении питания одновибратора, равном 15 В, для получения такого тока потребуется применение резистора R с сопротивлением 2 — 4 МОм. Следует, однако, иметь в виду, что для обеспечения стабильной работы автомобильной электронной аппаратуры применять резисторы со столь высоким номинальным сопротивлением не рекомендуется из-за возможных нарушений ее работы под воздействием токов утечки. Поэтому верхний допусти­мый предел сопротивления резистора R должен составлять 500 кОм — 1 МОм. При таких номинальных сопротивлениях рези­стора R для получения, например, продолжительности импульса tи=100 мс в одновибраторе необходимо применять конденсатор С емкостью не более 0,15 — 0,33 мкФ.



Рис. 14. Формы сигналов усилителя датчика частоты вращения при различных амплитудах входного сигнала

При использовании в составе ПЧН описанных одновибраторов для обеспечения их нормального функционирования необходимо подавать на вход одновибратора импульсы, амплитуда которых выше порогового напряжения Uпор применяемых микросхем. Данное тре­бование в некоторых случаях может быть обеспечено и без применения в составе ПЧН усилителя-ограничи­теля. В частности, это возможно в системах управления, в которых в ка­честве входного сигнала используется частота вращения коленчатого вала двигателя и вход ПЧН подключается к прерывателю системы зажигания, уровень напряжения на котором не ниже напряжения бортовой сети. Если же в качестве датчика частоты вра­щения контролируемого вала применяют устройства индукторного типа или тахогенераторы, то при низких частотах вращения вала амплитуда сигналов датчика недостаточна для нормальной рабо­ты одновибраторов. В этих случаях между выходом датчика и входом одновибратора устанавливают усилитель-ограничитель сигналов, который преобразует поступающие на его вход сигналы произвольной формы и небольшой амплитуды в последователь­ность прямоугольных импульсов с амплитудой, близкой к напря­жению бортовой сети.



На рис. 13 приведена схема одного из возможных вариантов такого усилителя, выполненного на базе дискретных элементов. Первый каскад усилителя, состоящий из транзистора VT1, конден­сатора CJ и резисторов Rl — R4, выполнен по общеизвестной схеме усилителя с емкостной связью {31]. Вторым каскадом уси­лителя является ключ, выполненный на транзисторе VT2. Выход первого каскада (точка В) соединяется со входом второго каскада (точка С) через разделительный конденсатор С2, благодаря чему на вход второго каскада не попадает постоянная составляющая напряжения. Характер изменения напряжения, действующего в различных элементах усилителя, показан на рис. 14, на котором использованы следующие обозначения: Un0p — пороговое напряже­ние открытия транзистора VT1; Uнас — напряжение насыщения транзистора VT1; UCM — напряжение на базе транзистора VT1 при отсутствии внешнего сигнала (напряжение смещения).

Усилитель, выполненный по схеме согласно рис. 13, целесооб­разно применять в тех случаях, когда выходной сигнал тахомет-рического преобразователя имеет амплитуды не меньше 0,5 В. В этом случае сигнал Uвых на выходе усилителя при изменении амплитуды входного сигнала Uвх в широких пределах имеет прак­тически постоянную скважность, т. е. отношение продолжитель­ности цикла tц к продолжительности tи

импульса постоянно (рис. 14).

Если амплитуда входного сигнала усилителя меньше 0,5 В, то скважность сигнала начинает заметно уменьшаться. Для некото­рых систем управления такое непостоянство величины скважности недопустимо. В этом случае для получения на выходе усилителя последовательности импульсов постоянной скважности независимо от уровня входного сигнала (начиная с десятков милливольт) в качестве основного элемента усилителя-ограничителя применяют операционный усилитель, работающий в режиме усилителя с по­ложительной обратной связью, компаратор (или триггер Шмидта). Такой эффект достигается в результате того, что операционный усилитель переходит из режима с минимальным выходным напря­жением в режим с максимальным выходным напряжением при изменении напряжения, подводимого к его входам, всего лишь на единицы или максимум на десятки милливольт.





Рис. 15. Схемы усилителей- ограничителей для обработки входных сигналов низ­кого уровня датчика частоты вращения:

а — без разделения цепей постоянного и переменного токов; б — с разделительным кон­денсатором между входной цепью усилителя и обмоткой датчика частоты вращения

На рис. 15 приведены схемы усилителей-ограничителей, кото­рые могут быть рекомендованы для применения при низких уров­нях входного сигнала датчика частоты вращения. В этих схемах синфазным сигналом операционного усилителя является напряже­ние, подводимое к его входам от делителя напряжения (резисторы R1 и R2).

В схеме на рис. 15, а переменная ЭДС, индуктируемая в об­мотке датчика частоты вращения, является дифференциальным сигналом для операционного усилителя. Благодаря этому даже при небольшой амплитуде ЭДС при изменении ее полярности почти скачкообразно меняется уровень напряжения на выходе операционного усилителя. В результате соединения выхода опера­ционного усилителя с его неинвертирующим входом через резистор R4 большого сопротивления в усилителе создается небольшая положительная обратная связь, позволяющая получить еще более крутой фронт выходного напряжения.

В схеме согласно рис. 15,6 изменение полярности ЭДС, индук­тируемой в обмотке датчика частоты вращения, обеспечивает периодическое изменение напряжения на инвертирующем входе усилителя. Наличие в усилителе положительной обратной связи вследствие включения между выходом и неинвертирующим входом усилителя резистора R4, обусловливает смещение кривых 1 и 2 (рис. 16) вверх от оси абсцисс на величину ДUос. В результате в усилителе формируется дифференциальный сигнал с крутым фронтом изменения в районе значений t, при которых изменяется полярность кривых 1 и 2. Вследствие этого импульсы напряжения на выходе усилителя имеют практически прямоугольную форму (кривые I" и 2").

Применение положительной обратной связи в усилителе обес­печивает не только увеличение крутизны фронта выходного сиг­нала, но также позволяет получить постоянную его скважность, равную 2. Следует отметить, что в тех случаях, когда амплитуда сигнала преобразователя значительно выше UCM (по крайней мере на один порядок), можно получить крутой фронт и практически постоянную скважность выходного сигнала без применения поло­жительной обратной связи.



Схема, выполненная согласно рис. 15, а, содержит меньшее число элементов по сравнению со схемой, приведенной на рис. 15,6. Однако в схеме на рис. 15,6 обмотка преобразователя не нагружается постоянной составляющей тока, в результате чего повышается его чувствительность.

ПЧН с дифференциатором входных сигналов в сочетании с ин­тегратором. Принципиальная электрическая схема ПЧН данного типа, получающего сигналы от датчика частоты вращения индукторного типа, приведена на рис. 17. Для преобразования синусоидального сигнала, ин­дуктируемого в обмотке дат­чика частоты вращения, в по­следовательность прямоуголь­ных импульсов используется усилитель УО, схема которого была описана выше (см. рис. 13). Преобразование ука­занной последовательности импульсов в выходной анало­говый сигнал выполняется формирователем сигнала пере­менной скважности ФСК (дифференциатор сигналов в сочетании с интегратором) и фильтром низких частот ФНЧ. Интегратор выполнен на базе токоразностного усилителя DA1, а фильтр низких частот содержит конденсатор С5 и резистор R10 [10]. Усиление входного сигнала осуществля­ется с помощью транзистора VT3, включенного по схеме эмиттерного повторителя.



Рис. 16. Формы сигналов усилителей по схемам рис. 15:

1 и 2 — входные сигналы различной амплитуды; 1' и 2' — сигналы на неин­вертирующем входе, соответствующие сигналам 1 и 2, с учетом действия об­ратной связи; 1" и 2" — сигналы на вы­ходе, соответствующие сигналам 1' и 2'; Г" и У — сигналы на выходе, соот­ветствующие сигналам I и 2 без дейст­вия обратной связи

При появлении на выходе усилителя-ограничителя (коллектор транзистора VT2) импульса напряжения V (рис. 18) происходит зарядка конденсатора СЗ, причем ток его зарядки Iсззар одновре­менно является и током Iн, проходящим через неинвертирующий вход усилителя DA1. В процессе зарядки сила тока

Iн = (U/Rзap) exp [-t/(RзарС3)], где Rзар = R6 + R8.



Рис. 17. Схема ПЧН с дифференциатором входных сигналов в сочетании с инте­гратором





Рис. 18. Формы сигналов интегратора на базе токоразностного усилителя:

а и б — соответственно при низкой и высокой частотах сигналов от датчика частоты вра­щения

После окончания действия импульса (период tл) происходит разрядка конденсатора СЗ через диод VD2 и резистор R7. Харак­тер изменения силы тока в процессе зарядки Iсззар и разрядки Iсзраз конденсатора СЗ показан на рис. 18. У «идеального» токо­разностного усилителя сила тока Iн

должна быть равна силе тока Iи, проходящего через инвертирующий вход усилителя. В рассмат­риваемой схеме ток Iи формируется под действием напряжения Uвых1 на выходе усилителя DA1, которое равно напряжению UCb до которого заряжен конденсатор С4.

В период действия импульса U сила тока Iи

равна сумме сил токов, проходящих через резистор R9 и конденсатор С4, т. е.

Iи = IR9 + IC4эар.                                                                                       (7)

Напряжение на конденсаторе С4 в процессе его зарядки

                                                       (8)

где Uс4н — напряжение на конденсаторе С4 в момент начала его зарядки.

С учетом равенства Iн=Iи и формул (7) и (8) может быть за­писано соотношение



в результате дифференцирования которого получаем



Общим решением данного неоднородного дифференциального уравнения является выражение



где A — постоянная величина, которую находят исходя из началь­ных условий.

В момент начала зарядки конденсатора, т. е. при t = 0, UС4зар = — UC4 н. Соответственно этому начальному условию

  (9)

В момент окончания действия импульса U, т. е. при t = t3ap, напряжение на конденсаторе С4 достигает своего наибольшего значения (7ОМ (в данном цикле зарядки-разрядки), которое с уче­том формулы (9) определяется выражением

  (10)

Е периоды между действием импульсов происходит разрядка конденсатора С4 на резистор R9, т. е. напряжение на этом конден­саторе Uс4Раз= Uсм

ехр[ — t/(R9C4)].

При установившемся режиме работы интегратора напряжение на конденсаторе С4 в конце его разрядки (t = tf3i3) равно напряже­нию на данном конденсаторе в начале зарядки. Исходя из этого UС4 н = Uсм ехр[ — tраз/(R9C4)]. В результате преобразования этого



выражения с учетом формулы (10) получаем



где tц — продолжительность цикла работы интегратора, tц= tзар+tраз; Uc4cp — среднее напряжение на конденсаторе С4.

Для обеспечения небольшого уровня пульсаций выходного на­пряжения UBЫX должно быть выдержано условие tЦ<R9С4 и, сле­довательно, tpa3<R9d. В этом случае без внесения значительных погрешностей в результаты расчетов экспоненциальные функции могут быть заменены следующими зависимостями:



Зарядку конденсатора С4 можно считать практически закон­чившейся, когда сила тока Iн = Iи

снижается до 5 % ее максималь­ного значения. Такое уменьшение силы тока Iн происходит за период времени t3up = 3RзарС3. Очевидно, что t3&p должно быть меньше продолжительности цикла tц. В противном случае будет отсутствовать разрядка конденсатора С4. С учетом этого

Uсм = kf и UС4ср = UСм,

где f — частота входного сигнала, f=1/tц;



Коэффициент k представляет собой постоянную величину, которая зависит только от напряжения V импульсов, подводимых к дифференцирующей цепи интегратора, и сопротивления его резисторов и конденсаторов. Соответственно этому напряжение Uвых1

на выходе интегратора, равное напряжению UС4ср, пропор­ционально частоте f входных сигналов (см. рис. 18).

Принцип действия рассматриваемого ПЧН основан на перио­дически повторяющихся периодах зарядки и разрядки конденса­тора С4, поэтому на выходе усилителя DA1 неизбежно наличие пульсаций напряжения UBЫХ 1. Абсолютная величина этих пульса­ций не зависит от частоты входного сигнала, но по отношению к UС4ср она тем больше, чем ниже эта частота.



Рис. 19. Структурная схема ПЧН с преобразованием вход­ного сигнала в течение цикла

Для уменьшения уровня пульсаций на выходе ПЧН применяют дополнительный фильтр низких частот, состоящий из резистора R16 и конденсатора С5. Для получения в рассматриваемом ПЧН приемлемого (низкого) уровня пульсаций выходного напряжения Uвых2 (см. рис. 17) в нем приходится применять времязадающие RC-цепи с постоянными времени на один — два порядка выше продолжительности цикла входных импульсов. Вследствие этого дан­ный ПЧН имеет невысокое быстродействие, и во избежание недо­пустимого запаздывания изменения его выходного сигнала по от­ношению к входному сигналу он в ряде случаев может быть при­менен при частотах входного сигнала не ниже сотен герц. Если же частоты входного сигнала составляют порядка десятков герц и допустимым является низкий уровень пульсаций, то ПЧН следует выполнять по какой-либо из схем, рассматриваемых ниже.



 

ПЧН с управляемыми интеграторами входных сигналов

В ПЧН данного типа с помощью управляемого интегра­тора происходит преобразование периода (или полупериода) входного сигнала в напряжение постоянного тока в следующем порядке:

1) от переднего или заднего фронта импульса входного сигнала подается команда на возврат интегратора в исходное состояние. При этом происходит быстрая разрядка ранее заряженного кон­денсатора интегратора с уменьшением на нем напряжения до нуля или другого заданного уровня;

2) после возврата интегратора в исходное состояние начи­нается зарядка его конденсатора, которая длится в течение пери­ода действия импульса входного сигнала или в продолжение всего цикла входного сигнала;

3) в конце зарядки конденсатора интегратора уровень напряжения на нем запоминается, после чего процесс преобразования повторяется вновь.



Рис. 20. Изменение формы сигналов в ПЧН с преобра­зованием входного сигнала в течение цикла

Рассмотрим схемы ПЧН двух типов, в которых используется указанный принцип преобразования. Они отличаются тем, что в первом из них осуществляется зарядка одного интегрирующего конденсатора в течение всего цикла работы, а во втором приме­нены два интегрирующих конденсатора, поочередно заряжаемые в течение действия входного импульса и паузы между импуль­сами.

ПЧН с преобразованием входного сигнала в течение цикла. Действие данного ПЧН, структурная схема которого приведена на рис. 19, основано на том, что в течение всего цикла действия вход­ного сигнала конденсатор Си интегратора заряжается, а в конце цикла уровень напряжения на данном конденсаторе запоминается в результате кратковременного его соединения с конденсатором Сзэ

запоминающего элемента. После этого происходит быстрая разрядка конденсатора интегратора, и цикл работы повторяется (А. с. 790280, СССР, МКИ3 Н 03 К 9/06).

Рассмотрим действие ПЧН с момента появления импульса входного сигнала Uвх (рис. 20, точка А). От переднего фронта этого сигнала подается команда на формирование короткого им­пульса Uраз зэ, который управляет ключом быстрой разрядки кон­денсатора запоминающего элемента. При этом (за часть периода tраз зэ) напряжение UСзэ



на данном конденсаторе быстро уменьшается до нуля. После окончания действия импульса Uраззэ от его заднего фронта подается команда на формирование корот­кого импульса Uзарзэ. вследствие чего обеспечивается связь между конденсатором Си интегратора и конденсатором Сзэ за­поминающего элемента. Благодаря этому в течение части периода tзарзэ от конденсатора Си осуществляется зарядка конденса­тора Сзэ, напряжение UC39 на котором возрастает от нуля до значения равного напряжению UCVL на конденсаторе интегратора (в данный период времени). - v v

После окончания действия импульса UзарЗЭ от его заднего фронта подается команда на формирование короткого импульса Uраз

и, который обеспечивает включение ключа, осуществляющего быструю разрядку конденсатора интегратора (см. рис. 20) После окончания действия импульса UразИ

происходит выключение клю­ча разрядки конденсатора интегратора, что обеспечивает его по­следующую зарядку. Далее весь цикл работы ПЧН повторяется

Характер изменения напряжения Uсзэ, до которого заря­жается конденсатор запоминающего элемента, аналогичен изме­нению выходного напряжения ПЧН. В свою очередь, величина и с зэ зависит от напряжения UCH, до которого зарядился кон­денсатор интегратора к моменту появления импульса Uзар зэ

Чем выше частота f входных импульсов, тем меньше продолжи­тельность цикла tц и, следовательно, короче период, в течение которого заряжается конденсатор интегратора. По мере повыше­ния частоты входных сигналов уменьшается значение иси и сни­жается напряжение Uc зэ. Вследствие этого обеспечивается зави­симость напряжения на выходе ПЧН от частоты входных сигналов



Рис. 21. Схема ПЧН с преобразованием входного сигнала в течение цикла

Следует отметить, что у ПЧН, действующего по рассмотрен­ному принципу, напряжение UВЫХ на выходе уменьшается по мере повышения частоты входного сигнала. Если такой характер зави­симости Uвых=F(f) неприемлем, т. е. необходимо обеспечить уве­личение выходного напряжения ПЧН с повышением частоты вход­ного сигнала, то схема ПЧН должна быть выполнена таким обра­зом, чтобы его выходное напряжение было равно разности посто­янного напряжения (например, напряжения источника питания) и напряжения исзэ.



Таким образом, быстродействие ПЧН, т. е. продолжительность формирования выходного напряжения в зависимости от частоты входного сигнала, равно продолжительности цикла входного сиг­нала. Это весьма высокий показатель быстродействия ПЧН.

Недостатком данного ПЧН является наличие провалов в кри­вой выходного напряжения (см. рис. 20). Эти провалы, однако, весьма короткие по продолжительности, и их легко ликвидировать либо с помощью фильтра, имеющего малую постоянную времени, либо иными способами, которые рассмотрены ниже.

Схема ПЧН, действующего в соответствии с рассмотренным принципом, изображена на рис. 21. Для обеспечения четкой работы формирователей периодов зарядки и разрядки конденсаторов интегратора С5 и запоминающего элемента С6 необходимо пода­вать на вход этих формирователей прямоугольные импульсы. Дан­ное требование обеспечивается благодаря выполнению преобразо­вателя входных сигналов в виде ключа на транзисторе VT1.

Напряжение UK1 на коллекторе транзистора VT1 (рис. 22) явля­ется входным напряжением для формирователя периода разрядки конденсатора С6 запоминающего элемента, состоящего из конден­сатора С2, резисторов R5 и R6, а также транзистора VT2.

В момент появления напряжения UKI (рис. 22, точка А) через ранее разрядившийся конденсатор С2 на базу транзистора VT2 поступает ток Iв2=Iс2. Открытие при этом перехода коллектор — эмиттер транзистора VT2 обеспечивает быструю разрядку конден-тасора С6 и, как следствие, снижение до нуля выходного напря­жения UВЫХ.



Рис. 22. Формы сигналов элементов ПЧН по схеме рис. 21: а и б — соответственно при низкой и высокой частотах входного сигнала

В результате прохождения тока IC2 через конденсатор С2 про­исходит постепенная его зарядка, вследствие чего уменьшается до нуля базовый ток транзистора VT2, и он выключается.

При появлении напряжения Uкл наряду с открытием транзи­стора VT2 включается и транзистор VT3, поскольку в его базу поступает ток IБЗ=IСЗ

через ранее разрядивший конденсатор СЗ. В результате этого напряжение на базе транзистора VT7 сни­жается, что обеспечивает его выключение с отключением от отри­цательного полюса источника питания базы транзистора VT8. Тем самым подготовляется возможность последующей зарядки конден­сатора Сб.



При включении транзистора VT3 через резисторы R10 и R11 происходит разрядка ранее заряженного конденсатора С4 и под­готовляется включение транзистора VT4 после того, как произой­дет выключение транзистора VT3. Но до тех пор, пока транзистор VT3 включен, вместе с транзистором VT4 остается закрытым и транзистор VT5, благодаря чему происходит беспрепятственная зарядка конденсатора С5 через резистор R15. При этом напряже­ние, подводимое к базе транзистора VT6,

UБ6 = Un-UC6,                                                                                          (11)

где UС5 — напряжение на конденсаторе С5; Ua — напряжение ис­точника питания ПЧН.

Напряжение, подводимое к конденсатору С6 от эмиттера тран­зистора VT9 после выключения транзистора VT7,

UС6 = UБ6 + ДUЭБ6

+ ДUЭБ8 + ДUVD2 — ДUБЭ9,                                    (12)

где ДUЭБ6, ДUЭБ8 и ДUБЭ9

— падения напряжения на переходе база — эмиттер соответственно транзисторов VT6, VT8, VT9; ДUVD2 — падение напряжения в диоде VD2.

В первом приближении можно принять, что все указанные падения напряжения имеют одинаковую величину ДU. При этом условии выражение (12) с учетом формулы (11) имеет вид

Uсб = Uп-Uс5

+ 2ДU.                                                                              (13)

Напряжение на выходе ПЧН

Uвых = UС6-ДUБЭ10-ДUБЭ11,                                                                    (14)

где ДUБЭ10

и ДUвэ11 — падения напряжения на переходе база-эмиттер соответственно транзисторов VT10 и VT11.

Если, как и ранее принять, что ДUБЭЮ = АUБЭП =А(У, то фор­мулу (14) можно записать в виде

UВЫХ = Vп-Vc5.                                                                                       (15)

Зарядка конденсатора С6 начинается не сразу после включе­ния транзистора VT3, а только после того, как вследствие зарядки конденсатора С2 произойдет выключение транзистора VT2, и по­ложительный полюс конденсатора С6 будет отсоединен от отрица­тельного полюса источника питания. Начало этого периода на рис. 22 обозначено точкой Б, а его окончание соответствует мо­менту выключения транзистора VT3, т. е. при уменьшении до нуля тока IБЗ =IC3. Зарядка конденсатора С6 осуществляется через резистор R19, имеющий малое сопротивление. Благодаря этому зарядка данного конденсатора до напряжения источника зарядки, равного величине Uп — UС5+2ДU, происходит в очень короткий промежуток времени (рис. 22), который всегда короче макси­мально возможного периода его зарядки (до момента выключения транзистора VT3), определяемого интервалом между точками Б и В. Таким образом, гарантируется нормальное функционирование ПЧН даже при значительных разбросах параметров комплектую­щих изделий его времязадающих цепей.



Конденсатор С6 к его зарядной цепи подключается практически в конце зарядки конденсатора С5, когда он уже заряжен до мак­симального значения напряжения UC5max (соответствующего дан­ной частоте входных сигналов). Для этого случая формулы (13) и (15) следует записать в виде

Uс6 = Uп — Uc5max + 2ДU;                                                                              (16)

UВЫХ=Uп—Uc5max.                                                                                  (17)

После того, как вследствие зарядки конденсатора СЗ произой-ден выключение транзистора VT3, на его коллекторе появится на­пряжение Uкз высокого уровня. При этом включится транзистор VT7, вследствие чего будет прервана связь между конденсатором С6 и источником его зарядки. В то же время через ранее разря­дившийся конденсатор С4 и резистор R10 в базу транзистора VT4 поступит ток, что обеспечит включение как данного транзистора, так и транзистора VT5 (вследствие замыкания цепи тока IB5

его базы). В результате этого через открытый переход коллектор — эмиттер транзистора VT5 и резистор R14 низкого сопротивления произойдет быстрая разрядка конденсатора С5 (рис. 22).

Протекание тока через конденсатор С4 приведет к постепенной его зарядке с уменьшением до нуля силы тока IБ4. Следствием этого является закрытие транзисторов VT4 и VT5, после чего на­чинается новый цикл зарядки конденсатора С5. Из анализа фор­мулы (17) следует, что (7ВЫХ

возрастает по мере уменьшения на­пряжения Uс5mах. С повышением частоты входных сигналов на­пряжение Uc5max

уменьшается и, следовательно, возрастает вы­ходное напряжение UВЫх.

Таким образом, в течение любого цикла действия входного сиг­нала установившееся значение напряжения на конденсаторе С6 определяется напряжением Uc5max, до которого конденсатор С5 зарядился в конце предшествовавшего цикла. С учетом этого на­пряжение, действующее на выходе ПЧН в течение i-гo цикла входного сигнала,

UBЫХi = Uп — UC5max(i — 1),                                                                      (18)



где UC5 max(i-1) — максимальное напряжение на конденсаторе С5 в конце (i — 1)-го цикла.

Зависимость напряжения Uвых на выходе ПЧН от частоты f входных сигналов, полученная при испытаниях ПЧН, выполнен­ного по схеме рис. 21, является нелинейной (рис. 23). Однако, как это показано штриховыми линиями на рис. 23, нелинейная харак­теристика ПЧН может быть с достаточной точностью представ­лена в виде двух отрезков с линейным изменением выходного на­пряжения от частоты входного сигнала в диапазонах 20 — 70 и 70 — 130 Гц. Для ряда устройств электронных систем управления агрегатами автомобилей линейность зависимости Uвых = F(f) не является обязательным требованием к характеристике ПЧН.

Выходное напряжение ПЧН по схеме рис. 21 является функ­цией напряжения, до которого заряжается конденсатор С5, При этом несмотря на то, что связь между конденсатором С5 и выхо­дом ПЧН осуществляется через несколько полупроводниковых приборов, в выражении (18) отсутствуют составляющие, завися­щие от характеристик этих полупроводниковых приборов. Данная особенность схемы является существенным ее преимуществом, поскольку обеспечивается высокая температурная стабильность характеристики Usblx

= F(f) ПЧН, несмотря на значительное влия­ние температуры на параметры полупроводниковых приборов. Такой результат получен вследствие того, что связь между конден­сатором С5 и выходом ПЧН образова­на с помощью эмиттерных повторите­лей, выполненных на базе транзисто­ров типа р-n-р (VT6, VT8) и типа n-р-n (VT9, VT10, VT11). При этом падения напряжения в переходах ба­за — эмиттер транзисторов типов р--n-р и n-р-n имеют обратные зна­ки, что обеспечивает их взаимную компенсацию, независимо от темпера­туры окружающей среды. В рассмат­риваемой схеме вместо одного эмит-терного повторителя на базе транзи­стора типа р = n = р используется диод VD2, падение напряжения в котором компенсирует падение напряжения в одном из эмиттерных повторителей на базе транзисторов типа n-р-n.





Рис. 23. Зависимость напряже­ ния на выходе ПЧН по схеме рис. 21 от частоты входного сигнала



Рис. 24. Схема ПЧН с преобразованием входного сигнала в течение цикла, содержащего управляемый фильтр низких частот

У ПЧН, выполненного по схеме рис. 21, имеются провалы на­пряжения на конденсаторе С6 в периоды его зарядки и разрядки (см. рис. 22). Такие же провалы напряжения передаются от кон­денсатора С6 на выход ПЧН через транзисторы VT10 и VT11. Этот недостаток устранен в ПЧН, выполненном по схеме рис. 24, кото­рая отличается от рассмотренной выше схемы наличием дополни­тельного управляемого фильтра низких частот ФНЧ, состоящего из резистора R20 и конденсатора С7.

Источником зарядки конденсатора С7 является конденсатор С6, поэтому напряжение, до которого заряжается конденсатор С7, определяется следующим выражением, в котором для упрощения принято, что падение напряжения в переходе база — эмиттер всех транзисторов является одинаковым и составляет ДU:

UC7 = UC6

— ДUБЭ10 = Uc6 — ДU.                                                         (19)

Разрядка конденсатора С7 происходит через диод VD3 при включении транзистора VT4,

Особенность подключения фильтра низких частот заключается в том, что периоды зарядки и разрядки конденсаторов С6 и С7 смещены во времени (рис. 25). В течение промежутка времени tn, когда имеется резкое уменьшение напряжения на конденсаторе С6, конденсатор С7 продолжает оставаться заряженным, и напряжение на нем определяется выражением (19). При этом напряжение на выходе ПЧН

U'вых = UC7 — ДUБЭ12 = Uc7 — АU = UC6 — 2ДU.

Вследствие малой длительности промежутка времени tп для обеспечения постоянства напряжения на выходе ПЧН требуется конденсатор С7 небольшой емкости. К моменту окончания периода tn завершается зарядка кон­денсатора С6 и напряжение на выходе ПЧН

U"вых = Uсв — ДUБЭ10 — ДUБЭ11 = Uc6 — 2ДU.

Это напряжение равно напря­жению U'вых, которое обеспе­чивалось на выходе ПЧН в период tп вследствие действия конденсатора С7.





Рис. 25. Формы сигналов элементов ПЧН по схеме рис. 24

Период tф, в течение кото­рого заряжается и разряжа­ется конденсатор С7, начи­нается лишь после окончания периода tu. Благодаря этому у ПЧН, выполненного соглас­но схеме рис. 24, отсутствуют провалы в выходном напряже­нии (см. рис. 25). Такой же эффект достигается при реали­зации в ПЧН принципа «сле­дящей разрядки» конденсатора запоминающего элемента.

Суть принципа заключается в том, что разрядка или за­рядка конденсатора запоми­нающего элемента, осуществ­ляемая в конце каждого цикла входного сигнала, проводится до различной величины напря­жения на конденсаторе в за­висимости от частоты вход­ного сигнала, действующего в течение данного цикла. При этом реализуются следующие режимы зарядки или разрядки конденса­тора запоминающего элемента после окончания каждого из цик­лов входного сигнала:

если частота входного сигнала в текущем цикле равна его частоте в предшествовавшем цикле, то конденсатор запоминаю­щего элемента не заряжается и не разряжается, т. е. напряжение на нем не изменяется;

при частоте входного сигнала в текущем цикле, меньшей, чем в предыдущем цикле, после окончания текущего цикла конденса­тор запоминающего элемента разряжается до такого остаточного напряжения, которое должно соответствовать уровню зарядки конденсатора интегратора в текущем цикле;

если частота входного сигнала в текущем цикле больше, чем в предшествовавшем, то после окончания текущего цикла сразу же происходит зарядка конденсатора запоминающего элемента до напряжения, которое должно установиться на нем в соответствии с уровнем зарядки конденсатора интегратора в текущем цикле.



Рис. 26. Схема ПЧН с преобразованием входного сигнала в течение цикла, содержащего элемент следящей разрядки

Схема ПЧН, в котором реализован принцип следящей раз­рядки, приведена на рис. 26. Она отличается от схемы ПЧН по рис. 21 наличием дополнительного элемента слежения, состоящего из транзисторов VT12 и VT13, стабилитрона VD3 и резисторов R20, R22 (на рисунке этот элемент очерчен тонкой сплошной линией).



Конденсатор С6 запоминающего элемента разряжается через переход коллектор — эмиттер транзистора VT12, который откры­вается, когда к его базе подводится напряжение UБ12, на 0,4 — 0,5 В большее, чем напряжение U 312, подводимое к его эмиттеру.

В ПЧН, выполненном по рассматриваемой схеме, сразу же после окончания 1-го цикла входного сигнала происходит быстрая зарядка или разрядка конденсатора С6 запоминающего элемента до напряжения, определяемого напряжением, до которого к дан­ному моменту зарядился конденсатор С5 интегратора. Далее в течение всего (i+l)-гo цикла напряжение на конденсаторе С6 остается неизменным и может быть определено по формуле

Uc6(i+l) = Uп — UC5maxi + 2ДU.                                                                (20)

С учетом структуры этой формулы напряжение на конденса­торе С6 в течение 1-го цикла

UC6t = Ua — Uc5max(i-1)

+ 2ДU.                                                               (21)

В период, предшествующий окончанию i-ro цикла, напряжение

на базе транзистора VT12

UБ12i = UC6i — 2ДU = Un — UC5max(i-1).                                                  (22)

Такое же напряжение UfB12i = UBlZi подводится к базе тран­зистора VT12 и к моменту окончания i-ro цикла, а напряжение, подводимое к эмиттеру транзистора VT12 в данный момент вре­мени,

UЭ12i = Un — UC5maxi

+ 2ДU — UVD3,                                                     (23)

где UVD3 — опорное напряжение стабилитрона VD3.

С учетом формулы (20) выражение (23) может быть записано в виде

UЭ12i= Uсб(i+1) — UVD3.                                                                            (24)



Рис. 27. Формы сигналов элементов ПЧН по схеме рис. 26 при уменьшении частоты входного сигнала

Для того чтобы исключить резкое снижение напряжения на вы­ходе ПЧН, необходимо обеспечить следующие режимы его работы сразу же после окончания 1-го цикла:

при Uc6(i+1)>Uc6i конденсатор С6 должен только заряжаться, а напряжение на нем увеличиваться от UС6 i- до UC6(i+1);



при Uc6(i+1)< Uc6i конденсатор С6 должен разряжаться, и на­пряжение на нем снижаться от Ucei

до Uc6(i+1);

при Uc6(i+1)=Uc6i конденсатор не должен ни заряжаться, ни разряжаться.

С учетом формул (22) и (24) напряжение между базой и эмит­тером транзистора VT12 к моменту окончания 1-го цикла

UБЭ12i = U'Б12i — UЭ12i =Uc6i — Uc6(i+1)

+UVD3 — 2ДU.                         (25)

Для реализации указанных выше режимов работы ПЧН необ­ходимо, чтобы при UC6i=Uc6(i+1)

обеспечивалось закрытие транзи­стора VT12, соответственно чему значение Uвэ!2 должно состав­лять 0,4 — 0,5 В. Исходя из данного условия, по формуле (25) можно определить требуемую величину опорного напряжения ста­билитрона VD3: Uvm= (0,44-0,5) +2ДU= 1,74-7,9 В. Наиболее близко к указанному значению напряжение стабилизации стаби-стора типа КС119А (1,9 В). Поэтому в рассматриваемой, схеме в качестве стабилитрона VD3 применен данный стабистор.

Рассмотрим работу .ПЧН в предположении, что продолжитель­ность t-ro цикла входного сигнала tЦ2 больше продолжительности (i — 1)-го цикла tui, а продолжительность (t — 2)-го цикла, пред­шествовавшего циклу i — 1, такая же, как и цикла i — 1 (рис. 27). К концу (i — 2)-го цикла конденсатор С5 оказывается заряженным до напряжения U'C5, поэтому в течение (i — 1)-го цикла напряже­ния на конденсаторе С6 и выходе ПЧН

UC6(i-1)=U'C6= Uп—U'С5 + 2ДU и UBblK(i — l)=Un-U'C5.

После окончания (i — 1)-го цикла напряжение на конденсаторе С5 также оказывается равным величине U'С5

(рис. 27), чему соот­ветствует напряжение на эмиттере транзистора VT12 UЭ12 = = Un—U'C5 + 2ДU — UVD3=U5

— U'C5 — 0,5. Поскольку fC3<tц1, изменение напряжения на конденсаторе С5 за время tС3 не учиты­вается.



Рис. 28. Формы сигналов элементов ПЧН по схеме рис. 26 при увеличении частоты входного сигнала

Напряжение между базой и эмиттером транзистора VT12 UБЭ12

=Uвых — UЭ12=0,5 В. При таком напряжении между базой и эмиттером транзистор VT12 либо вообще не откроется, либо сразу же закроется после разрядки конденсатора С6 на 0,1 — 0,2 В. Поэтому в первом приближении можно считать, что после окон­чания (i — 1)-го цикла и в течение всего t-ro цикла напряжение на конденсаторе Сб останется практически постоянным и равным Uc6i



= Uп — U'C5 + 2ДU.

К моменту окончания 1-го цикла (рис. 27, точка A) вследствие появления напряжения UK1 на коллекторе транзистора VT1 через конденсатор С2 и базу транзистора VT2 проходит ток IС2, а напря­жение UK2 на

коллекторе VT2 снижается практически до нуля, что обеспечивает выключение транзистора VT13 с отключением от отрицательного полюса источника питания базы транзистора VT12. Тем самым создается возможность включения транзистора VT12. К этому моменту конденсатор С5 оказывается заряженным до на­пряжения UC5", которому соответствует напряжение на эмиттере транзистора VT12 U312 i = Uп — Uс5"+2ДU — UVD3=Un — UC5" — 0,5. Напряжение же на выходе ПЧН и, следовательно, на базе тран­зистора VT12 в данный момент времени UBblKi = UБ12 i=Un — U'cs. Указанным значениям UБ12 i и VЭ12i соответствует разность напряжений между базой и эмиттером транзистора UБЭ12i =UC5'-UC5' + 0,5.



Рис. 29. Схема ПЧН с преобразованием входного сигнала в течение цикла, содержащего элемент следящего разряда, выполненный на базе интегральных микросхем



Рис. 30. Элементы схемы ПЧН по схеме рис. 29

Так как продолжительность 1-го цикла выше, чем (i

— 1)-го цикла, то Uc5">Uc5. Вследствие этого транзистор VT12 откры­вается и начинается разрядка конденсатора Сб. Она будет продол­жаться до тех пор, пока напряжение на конденсаторе С6 не сни­зится до значения UC6"=Uп — Uc5" + 2ДU. Из рассмотрения этого выражения следует, что величина Uс6" равна тому напряжению, которое должно установиться на конденсаторе С6 в (i+l)-M цикле в результате зарядки конденсатора С5 до напряжения UC5". Это означает, что больше никаких изменений напряжения на конден­саторе С6 в период времени tc3 не произойдет, т. е. и на выходе ПЧН будут отсутствовать провалы напряжения UВых (см. рис. 27).

Рассмотрим работу ПЧН, выполненного по схеме рис. 26, когда продолжительность 1-го цикла tц2 меньше продолжительности (i — 1)-го цикла tц1

(рис. 28). Для данного случая к моменту окон­чания 1-го цикла (точка А) будут справедливы ранее полученные формулы, втом числе соотношение UБЭ12i = UС5" — Uс5' + 0,5.





Рис. 31. Формы сигналов элементов ПЧН по схеме рис. 29

Так как ис5'>Uс5", то напряжение UБЭ12 i<0,5 В, что обес­печивает закрытое состояние транзистора VT12 и тем самым пре­дотвращается разрядка конденсатора Сб. Наряду с этим в конце i-го цикла происходит уменьшение до нуля напряжения Uвзс и на коллекторе транзистора VT1 появляется напряжение UK1. Это при­водит к кратковременному протеканию тока через конденсатор СЗ и базу транзистора VT3, в результате чего транзистор VT3 откры­вается, а транзистор VT7 закрывается и конденсатор С6 заря­жается до напряжения U'c6(i+1)=Uc6"=Uп — UC5"+2ДU. Этому со­ответствует напряжение на выходе ПЧН UВых(i+1)=Uп — Uc5".

Из графиков, приведенных на рис. 28, видно, что и для дан­ного случая на выходе ПЧН отсутствуют провалы напряжения.

При замене в ПЧН, выполненном по схеме рис. 26, ряда тран­зисторов интегральными микросхемами (DD1, DD2, DA1) значи­тельно сокращается число комплектующих изделий. В состав интегратора такого ПЧН (рис. 29) входит конденсатор С4, заряжаемый через резистор R7, а за­поминающий элемент содержит конденсатор С5, напряжение на котором определяется уровнем напряжения, до которого заря­жается к концу предыдущего цикла конденсатор С4. Такая связь напряжений обеспечивает­ся вследствие соединения между собой конденсаторов С4 и С5 через транзисторы VT1, VT2 и VT3, включенные по схеме эмит-терного повторителя. Операцион­ный усилитель DA1, включенный по схеме повторителя напряже­ния, обеспечивает усиление мощ­ности сигнала, поступающего на выход усилителя от конденса­тора Со.

Элементы схемы, через кото­рые заряжаются и разряжаются конденсаторы С4 и С5, показаны на рис. 30. Формирование периодов зарядки и разрядки этих конденсаторов выполняется с помощью одновибраторов, со­бранных из элементов DDL2, DD1.3 и DD2.2, DD2.3, входящие в состав интегральных микросхем DD1 и DD2 (см. рис. 29). Конденсатор С4 заряжается в периоды времени, когда напряже­ние на выходе элемента DD2.4 (см. рис. 30, точка Р) имеет низ­кий уровень. При появлении на этом выходе напряжения высо­кого уровня происходит быстрая разрядка конденсатора С4 через параллельно соединенные резисторы R7, R6 и диод VD5.



Особенность рассматриваемой схемы заключается в том, что команды на зарядку и разрядку конденсатора С5 подаются одно­временно, когда напряжение на выходе элемента DD1.3 (точка F) имеет низкий уровень, а напряжение на выходе элемента DD1.4 (точка K) — высокий. При этом возможны следующие режимы за­рядки или разрядки конденсатора.

1. Если напряжение, до которого ранее (т. е. в конце предыду­щего цикла) был заряжен конденсатор С5 выше напряжения, которое подводится к базе транзистора VT3 от конденсатора С4 (через транзисторы VT1, VT2), то зарядка конденсатора С5 отсут­ствует, и он только разряжается через цепь, состоящую из диода VD6 и резистора R9.

Разрядка конденсатора С5 происходит до такого момента, ког­да снижение напряжения на нем достигает величины

UС5раз = Un — UC4 + ДUЭБ1 + ДUЭБ2 — ДUЭБЗ,                                   (26)

где ДUэБ1 , ДUэв2 и ДUЭБЗ — падения напряжения на переходе база — эмиттер транзисторов соответственно VT1, VT2 и VT3.

Дальнейшая разрядка конденсатора С5 прекращается» и напря­жение на нем поддерживается на уровне, определяемом формулой (26), в результате подключения конденсатора к его зарядной цепи (через открывающийся транзистор VT3).



Рис. 32. Зависимость напряжения ияых ПЧН (см. рис. 29) от частоты входного сигнала:

1 и 2 — напряжения питания соответственно 12 10,8 В

2. Если напряжение, до которого ранее был заряжен конденса­тор С5, на 0,4 — 0,5 В ниже, чем напряжение, подводимое к базе транзистора VT3 от конденсатора С4, то данный транзистор от­крывается и через него конденсатор С5 заряжается до уровня, определяемого формулой (26).

Для иллюстрации работы рассматриваемого ПЧН (см. рис. 29) на рис. 31 показано изменение во времени напряжения в некото­рых точках схемы при различных частотах входного сигнала. Из рисунка видно, что при данной схеме на выходе ПЧН отсутствуют «провалы» напряжения.

На рис. 32 приведены получен­ные при испытаниях ПЧН зависи­мости напряжения Uвых

на его вы­ходе от частоты f входного сигнала (при напряжении питания 10,8 и 12 В). Зависимости USKJL



= F(f) яв­ляются нелинейными, однако в них могут быть выделены два линейных участка.

ПЧН с ускоренным (в течение полуцикла) преобразованием вход­ного сигнала. Особенностью данного ПЧН, структурная схема которого приведена на рис. 33, является наличие двух интеграто­ров. У первого интегратора зарядка и разрядка интегрирующего конденсатора С1 протекают в течение действия импульсов Un входного сигнала (первый полуцикл), а в промежутке между ними (второй полуцикл) напряжение на данном конденсаторе остается неизменным (период запоминания уровня напряжения). Во втором интеграторе зарядка и разрядка интегрирующего конденсатора С2 происходят под действием инверсного входного сигнала t7BX, им­пульс которого появляется в периоды tп (рис. 34). Во время дей­ствия импульсов Uвх напряжение на конденсаторе С2 не меняется (запоминается).



Рис. 33. Структурная схема ПЧН с преобразованием входного сигнала в тече­ние полуцикла

Конденсаторы интеграторов связаны с выходной цепью ПЧН через элемент типа ИЛИ, который пропускает на выход ПЧН на­пряжение того из конденсаторов, которое в данный момент имеет большее (или меньшее) значение.

В начале периодов t№ и tn

формируются короткие импульсы Upaзl и Uраз2

продолжительностью tраз, в течение которых происходит поочередная быстрая разрядка конденсаторов С1 и С2, после чего начинается их зарядка.

Из анализа изменения напряжения Uc1 и UС2 на конденсаторах интеграторов следует, что процесс обработки входного сигнала, характеризующийся прекращением изменения указанных напряже­ний, завершается в течение полуциклов входного сигнала. Следо­вательно, в рассматриваемом ПЧН обеспечивается более высокое быстродействие по сравнению с ПЧН по схеме рис. 26. В част­ности, при скважности входного сигнала, равной 2 (tи=tп), быст­родействие увеличивается в 2 раза.

Данное положительное качество рассматриваемого ПЧН при­обретает особое значение в случае низкочастотных входных сигна­лов. Следует, однако, иметь в виду, что максимальное быстро­действие ПЧН можно реализовать только при условии равенства величин Uc1max и Uc2max. В противном случае будут иметь место пульсации выходного напряжения ПЧН (рис. 34), и для их сгла­живания потребуется применение дополнительного ФНЧ. Это, в свою очередь, приведет к снижению быстродействия ПЧН. Такой же фильтр окажется необходимым при нестабильности скважности входного сигнала, как, например, при использовании в качестве входного сигнала импульсов прерывателя распределителя системы зажигания.



Рассмотрим работу ПЧН с преобразованием входного сигнала в течение полуцикла, используемого в системе автоматического управления сцеплением (рис. 35). В момент появления импульса входного сигнала UВх

(рис. 36, точка А) открывается транзистор VTI (см. рис. 35), в результате чего напряжение Uкi ка его кол­лекторе уменьшается практически до нуля. Это приводит к следую­щим изменениям в работе схемы. Для прохождения базового тока IБб транзистора VT6 создается цепь, в результате чего обеспечи­вается открытие перехода эмиттер — коллектор данного транзи­стора, приводящее к быстрой разрядке конденсатора С5. При про­хождении тока IБ6

через конденсатор С4 он заряжается, в резуль­тате чего сила тока IБ6 снижается до нуля. При этом транзистор VT6 закрывается и создается возможность последующей зарядки конденсатора С5. Вследствие уменьшения до нуля напряжения UK1 закрываются транзисторы VT2 и VT3. Закрытие транзистора VT2 приводит к прекращению зарядки конденсатора С2, которое ранее осуществлялось через переход эмиттер — коллектор данного транзистора и резистора R7.



Рис. 34. Формы сигналов в ПЧН с преобразованием входного сигнала в тече­ние полуцикла



Рис. 35. Схема ПЧН с преобразованием входного сигнала в течение полуцикла

В течение всего последующего периода tK действия импульса входного сигнала напряжение UC2 на конденсаторе С2 практи­чески не изменяется (см. рис. 36). Закрытие транзистора VT3 приводит к появлению напряжения Uкз высокого уровня на его кол­лекторе, вследствие чего открывается транзистор VT4 и конденса­тор С5 заряжается через резистор R16. Конденсатор С5 заряжа­ется в течение почти всего периода действия импульса входного сигнала, за исключением очень короткого промежутка времени tраз. При закрытии транзистора VT3 через резисторы R12, R11 и R13 разряжается ранее зарядившийся конденсатор СЗ. В течение всего периода tи действия импульса входного сигнала напряжение UС2 на конденсаторе С2 имеет более высокий уровень по сравне­нию с напряжением UC5 на конденсаторе С5. Вследствие этого к базе транзистора VT8 будет подведено напряжение UБ8



= = Uц — UC2, которое ниже напряжения UB7 = Un

— UC5, подводимого к базе транзистора VT7.



Рис. 36. Формы сигналов элементов ПЧН по схеме рис. 35: а и. б — соответственно при низкой и высокой частотах входного сигнала

Транзисторы VТ7 и VT8, включенные по схеме эмиттерного повторителя, образуют схему типа ИЛИ, которая пропускает на выход входное напряжение низшего уровня. Поэтому к базе тран­зистора VT9, также включенного по схеме эмиттерного повтори­теля, будет подведено напряжение UB9 =ДUБ8 +UЭБЗ = = Un — Uс2mаx + ДUэБ8 (где ДUЭБ8 — падение напряжения в пере­ходе эмиттер — база транзистора VT8). Этому напряжению будет соответствовать выходное напряжение ПЧН

Uвых = Uп - UС2mах + ДUЭБ8 + ДUЭБ9 — ДUЭБ1О - АUЭБ11,                    (27)

где ДUЭБ9, AUЭБ10 и ДUэв11 — падения напряжения на переходе эмиттер — база транзисторов соответственно VT9, VT10, VT11.

Падение напряжения на переходе база — эмиттер транзисторов VT8, VT9, VT10 и VT11 в первом приближении может быть при­нято одинаковым. Тогда формула (27) приобретает вид Uвых

=

После окончания действия импульса входного сигнала (см. рис. 36, а, точка Б) напряжение на базе транзистора VT1 сни­жается до нуля, а напряжение Uкл на его коллекторе возрастает. В результате закрытия транзистора VT1 через резисторы R4, R17 и R18 разряжается ранее заряженный конденсатор С4. Тем самым создается возможность последующего включения транзистора VT6 (в следующем пол у цикле работы схемы). Кроме того, закрытие транзистора VT1 вызывает следующие изменения в работе схемы: открываются транзисторы VT2 и VT3 и закрывается транзи­стор VT4. В результате открытия транзистора VT3 создается цепь для прохождения базового тока IБ5

транзистора VT5, благодаря чему открывается переход эмиттер — коллектор данного транзи­стора и быстро разряжается конденсатор С2. При прохождении тока IБ5 конденсатор СЗ быстро заряжается, что обусловливает закрытие транзистора VT5. Тем самым подготовляется возмож­ность последующей зарядки конденсатора С2.





Рис. 37. Зависимость выходного на­ пряжения ПЧН по схеме рис. 35 от частоты входного сигнала

Кроме того, открытие транзистора VT3 приводит к закрытию транзистора VT4 и прекращению вследствие этого зарядки конден­сатора С5. В результате напряжение 1)Сь на конденсаторе в тече­ние всего периода tn (между импульсами входного напряжения) остается неизменным (см. рис. 36).

В результате открытия транзистора VT2 через его переход эмиттер — коллектор и резистор R7 заряжается конденсатор С2. Зарядка продолжается в течение всего периода tn, за исключением небольшого промежутка времени tраз. При этом напряжение UC5 на конденсаторе С5 выше напряжения UC2 на конденсаторе С2 и, следовательно, напряжение UE? на базе транзистора VT7 имеет более низкий уровень по сравнению с напряжением UBS на базе транзистора VT8. Таким образом, к базе транзистора VT9 оказы­вается подведенным напряжение UБЭ

= UБ7 + ДUЭБ7 = Uп

— Uc5 mах + + ДUэв7 (где ДUЭБ7 — падение напряжения в переходе эмиттер — база транзистора VT7). Этому соответствует напряжение на выходе ПЧН UВЫХ = Uп — Uc5max.

Таким образом, в течение пе­риода tH напряжение на выходе ПЧН Uвых' = Uп — Uc2max, а в течение периода tnUBblХ" = Un —  UC5max.

Выше уже отмечалось, что в реальных условиях работы ПЧН трудно обеспечить точное равен­ство Величин Uc2max и UС5 max.

Поэтому для сглаживания пуль­саций выходного напряжения, возникающих при неравенстве

Величин Uс2mах и UС5 max, В реальной схеме ПЧН применен ФНЧ, содержащий резистор R22 и конденсатор С6 (см. рис. 35). Очевидно, что наличие такого фильтра уменьшает быстродейст­вие ПЧН. Поэтому ПЧН, выпол­ненный по рассматриваемой схе­ме, в случае непостоянства скважности входного сигнала практически не имеет преимуществ в быстродействии по сравнению с ПЧН по схемам, приведенным на рис. 21, 24, 26 и 29.

Путем соответствующего выбора сопротивления резисторов и конденсаторов времязадающих цепей (R7, R16, С2 и С5) в ПЧН по схеме рис. 35 можно получить зависимость UBЫХ = F(f) (где f — частота входного сигнала) при Uи=10 В (рис. 37), приближаю­щуюся к линейной. При этом, однако, сужается диапазон измене­ния напряжения на выходе ПЧН, который в линейной зоне состав­ляет всего лишь около 40 % напряжения источника питания. Диапазон изменения Uвых может быть увеличен, но только за счет ухудшения линейности характеристики UBЫХ — F(f)t т. е. рассмат­риваемая схема не имеет преимуществ по сравнению со схемами на рис. 21, 24, 26 и 29. Так, из сопоставления зависимостей (А,ых = =F(f), приведенных на рис. 23, 32 и 37, видно, что для всех срав­ниваемых схем уменьшение диапазона изменения напряжения Uвых



позволяет улучшить линейность характеристики ПЧН.

С учетом особенностей рассмотренных выше ПЧН различного типа могут быть даны следующие рекомендации по их выбору:

при высокой частоте входных сигналов (выше сотен герц) и отсутствии особых требований к быстродействию преобразования предпочтительным является применение ПЧН с формирователем выходных сигналов переменной скважности в сочетании с ФНЧ;

при частотах входных сигналов порядка единиц и десятков герц и необходимости высокого быстродействия преобразования и сведения к минимуму пульсации выходного напряжения ПЧН сле­дует применять схему с управляемым интегратором входных сиг-Налов;

схема ПЧН с преобразованием входного сигнала в течение полуцикла является предпочтительной, если скважность входного сигнала изменяется в небольших пределах. В этом случае допол­нительный фильтр ПЧН может иметь небольшую постоянную вре­мени, что обеспечит максимальное быстродействие преобразования входного сигнала.

РЕГУЛЯТОРЫ СИЛЫ ТОКА

В автомобильной электронной аппаратуре часто возни­кает необходимость автоматического регулирования силы тока в цепи нагрузки по заданному закону в зависимости от тех или иных управляющих сигналов. Частным случаем такого регулиро­вания является поддержание постоянства заданной силы тока в цепи при возможных изменениях напряжения питания, сопротив­ления нагрузки, температуры окружающей среды и других фак­торов.

Способы решения задач регулирования существенно отлича­ются в зависимости от того, в какой цепи необходимо обеспечить регулирование (или поддержание постоянства) силы тока. Наи­более просто решается эта задача в цепях малой мощности, где регулирующие элементы работают с небольшой рассеиваемой мощностью. Значительно сложнее обеспечить нормальную работу системы регулирования при токах нагрузки, превышающих 1 — 2 А, особенно если необходимо иметь значительный диапазон регулиро­вания силы тока.

Ниже рассматриваются электронные системы, которые могут быть рекомендованы для автоматического регулирования силы тока в цепях с мощностью нагрузки от единицы до десятков ватт.



 

Системы непрерывного регулирования силы тока

В некоторых системах управления автомобильными агрегатами для автоматического регулирования давления жидко­сти или количества топлива, подаваемого в двигатель, используют клапаны или золотники с электромагнитным приводом. При таком способе управления для обеспечения стабильности регулировочной характеристики необходимо сохранять постоянство заданной силы тока в обмотке электромагнита независимо от таких факторов, как напряжение в бортовой сети автомобиля и температура окру­жающей среды, влияющая на сопротивление обмотки электро­магнита.

Как правило, в указанных системах управления используют сравнительно маломощные электромагниты с максимальной силой тока нагрузки, не превышающей 1 А (при номинальном напряже­нии бортовой сети 12 В). Для управления такими электромагни­тами может быть рекомендована система автоматического поддер­жания силы тока с так называемым режимом непрерывного регу­лирования. При таком режиме практически отсутствуют пульсации силы тока в цепи нагрузки, но в силовом регулирующем элементе  (выходном транзисторе) рассеивается значительная мощность

Р = (Uп—IнRн) Iн,                                                                                   (28)

где Iн — сила заданного тока нагрузки; RH

— сопротивление на­грузки (обмотки электромагнита).

В качестве примера подобных систем регулирования на рис.38 приведена схема регулятора, обеспечивающего поддержание за­данной силы тока в обмотке электромагнита, предназначенного для регулирования давления жидкости в напорной магистрали гидромеханической передачи. По принципу действия электронный блок напоминает компенсационный стабилизатор напряжения. Измерительным элементом блока является резистор R6, через который проходит ток нагрузки Iэм электромагнита. В качестве управляющего элемента блока используется транзистор VT1, а регулирование (поддержание постоянства) силы тока Iэм

осу­ществляется с помощью регулирующего транзистора VT2, рабо­тающего в активном режиме.



Применение стабилитрона VD1 обеспечивает постоянство на­пряжения UB1, подводимого к базе транзистора VT1, независимо от напряжения Un

бортовой сети. Напряжение Uэ1, подводимое к эмиттеру транзистора VT1, определяется падением напряжения в измерительном резисторе R6 при прохождении через него тока Iэм. Сила тока IБ1, проходящего через базу транзистора VT1, определяется разностью напряжений UB1

и Uэ1. Чем больше эта разность, тем выше сила тока IБ1, следствием чего является уве­личение силы тока IK1 коллектора транзистора VT1, а также силы тока базы IБ2 и коллектора IК2

транзистора VT2, определяющего величину тока Iэм.



Рис. 38. Схема регулятора силы тока с непрерывным регулированием и зави­симость тока Iэм и напряжения UCT от напряжения Un

Параметры схемы рассчитывают таким образом, чтобы при прохождении через резистор R6 тока электромагнита Iэмн

задан­ной силы падение напряжения в резисторе обеспечивало такую разность UB1 — Uэ1, которая необходима для получения тока IК2=Iэм н. При отклонении силы тока в обмотке электромагнита от заданного значения Iэмн, например, в сторону увеличения воз­растет падение напряжения в резисторе R6 и, следовательно, уменьшится разность UБ1 — UЭI. Это приведет к снижению силы тока IБ1 и восстановлению прежней силы тока Iэмн в обмотке электроглагнита.

В случае уменьшения силы тока Iмэ, наоборот, произойдет увеличение разности UБI — Uэ1 , что обусловит восстановление за­данной силы тока Iэм н. Надо отметить, что сила тока в обмотке электромагнита не зависит ни от сопротивления его обмотки, ни от напряжения источника питания, так как режим работы тран­зисторов VT1 и VT2 определяется исключительно падением напря­жения в резисторе R6, которое является функцией толька силы тока Iэм. Данная особенность рассматриваемой схемы является важным ее преимуществом.

Если параллельно переходу эмиттер — коллектор транзистора VT2 подключить, как это показано штриховой линией на рис. 38, резистор R7, то тепловой режим транзистора VT2 существенно улучшится, так как часть тока обмотки электромагнита будет про­ходить через этот резистор. Сопротивление резистора R7 должно быть выбрано таким, чтобы при максимально возможном напря­жении питания сила проходящего через него тока была не больше заданного значения Iэмн.



Анализ полученной при испытаниях рассматриваемой схемы зависимости силы тока Iэм в обмотке электромагнита от напря­жения Un источника питания (рис. 38) показывает, что изменение силы тока Iэм в диапазоне напряжений 10,8 — 15 В составило всего лишь ±2,5% (от 0,96 до 1,01 А). При максимальном напряжении питания бортовой сети, равном 15 В, в регулирующих элементах системы рассеивается мощность, составляющая около 6 — 8 Вт в зависимости от сопротивления Rэм обмотки электромагнита, которое при изменении ее температуры колеблется в пределах 6 — 8 Ом. При отсутствии резистора R7 вся эта мощность рассеи­вается в транзисторе VT2, а в случае применения резистора R7 с сопротивлением, равным 6 Ом, мощность, рассеиваемая в тран­зисторе VT2, уменьшается примерно в 2 раза.

Приведенные цифры являются наглядной иллюстрацией не­благоприятных энергетических показателей систем непрерывного регулирования силы тока. В связи с этим системы данного типа являются менее универсальными по сравнению с системами им­пульсного регулирования, обладающими несравненно лучшими показателями по мощности, рассеиваемой в регулирующих эле­ментах.

 

Системы импульсного регулирования силы тока

По принципу действия рассматриваемые системы по­добны электронному регулятору напряжения, но контролируемым параметром в них является не регулируемое напряжение, а сила тока в цепи нагрузки. Примером такой системы регулирования является регулятор силы тока в обмотке электромагнита, входя­щего в состав устройства автоматического управления сцеплением автомобиля (рис.39).



Рис. 39. Схема импульсного регуля­тора силы тока и зависимость iэм

=f(t)

Управляющим элементом регулятора Р является операционный усилитель DA1, источником питания которого является стабилиза­тор напряжения СГ, поддерживающий постоянным напряжение Uст

между положительным полюсом бортовой сети ( + UCT) и ши­ной ( — UCT). Разность напряжений между ними составляет 10,0 — 10,2 В.

Вначале рассмотрим действие регулятора при неизменном со­противлении переменного резистора Rу, являющегося элементом задания требуемой силы тока. При этом напряжение, подводимое к инвертирующему входу 4 операционного усилителя, зависит от того, открыт или закрыт транзистор VTL Если данный транзистор открыт, то резистор R1 нагружается дополнительным током, про­ходящим через резистор R9*, вследствие чего к входу 4 усилителя подводится более низкое напряжение U40тк по сравнению с напряжением U4зак, подводимым к входу 4 при закрытом транзи­сторе VT1.



Сопротивление резистора R9* выбирают таким, чтобы разность U4зак — U4отк = ДU4 была больше напряжения дифференциального сигнала, требуемого для перевода операционного усилителя из ре­жима с низким уровнем выходного напряжения в режим с высоким (максимальным) уровнем выходного напряжения.

К неинвертирующему входу 5 операционного усилителя подво­дится напряжение

U5 = (Ucт -IЭМR15) R4/(Rэ + R4).                                                             (29)

Если разность напряжений U5 — U4

превышает величину ДUА, то напряжение на выходе 10 усилителя имеет высокий уровень (8,5 В). При U4>U5 напряжение на выходе усилителя имеет низ­кий уровень (1,5 В).

В первый момент после подключения схемы к источнику пита­ния вследствие большой индуктивности обмотки электромагнита сила тока Iэм

=0 независимо от того, открыт или закрыт транзи­стор. Падение напряжения в резисторе R16 будет отсутствовать, благодаря чему напряжение U5 окажется значительно выше на­пряжения U4. Следствием этого явится появление на выходе 10 усилителя напряжения высокого уровня, что обеспечит открытие транзисторов VT2, VT3 и VT4 выходного усилителя ВУ с подклю­чением обмотки электромагнита к источнику питания. Кроме того, откроется транзистор VT1, и на входе 4 усилителя устано­вится напряжение U4 0тк низкого уровня.

При подключении обмотки электромагнита к источнику пита­ния постепенно увеличится в ней сила тока, который, проходя через резистор R16, обусловит в нем падение напряжения ДU)в= = Iэм R16. Из этой формулы следует, что по мере увеличения силы тока Iэм происходит уменьшение напряжения U5, подводимого к неинвертирующему входу 5 усилителя. Когда вследствие увели­чения силы тока Iэм до значения IЭм mах это напряжение умень­шится настолько, что разность U5 — U4 отк

окажется меньше ДU4, напряжение на выходе 10 усилителя начнет снижаться, и одновре­менно будет постепенно закрываться транзистор VT1. Это вызовет повышение напряжения на входе 4 усилителя.



Такое повышение напряжения U4 приведет к дальнейшему уменьшению разности U5 — U4, вследствие чего усилитель начнет работать в режиме с низким уровнем выходного напряжения. Напряжение на входе 4 при этом равно значению U4зак.

Вследствие уменьшения до низкого уровня напряжения на вы­ходе усилителя выключаются транзисторы VT2, VT3 и VT4, в ре­зультате чего обмотка электромагнита отключается от источника питания (бортовой сети). Однако сила тока Iэмзак

(см. рис. 39) при этом не падает до нуля, а постепенно уменьшается, поскольку данный ток поддерживается за счет ЭДС самоиндукции обмотки электромагнита, и его цепь замыкается через диод VDL

По мере уменьшения силы тока Iэм возрастает напряжение U5 и, когда оно при силе тока Iэм=Iэм min превысит напряжение U4зак, усилитель начнет работать в режиме с высоким уровнем выходного напряжения. Вследствие открытия при этом транзи­стора VT1 и снижения напряжения на входе 4 усилителя до зна­чения U40Тк данный переход происходит лавинообразно и на вы­ходе усилителя сразу же устанавливается напряжение высокого уровня. Далее процесс будет неоднократно повторяться, а сила тока в цепи электромагнита будет меняться от Iэм min до Iэм max (см. рис. 39).

Важной особенностью рассматриваемой схемы является ис­пользование для управления операционным усилителем эффекта положительной обратной связи, реализуемой с помощью транзи­стора VT1. В результате действия этой положительной обратной связи при любой комбинации напряжений на входах 4 и 5 усили­теля на его выходе устанавливается либо минимальное (1,5 В), либо максимальное (8,5 В) напряжение. Тем самым гарантиру­ется режим работы транзисторов VT2, VT3 и VT4 либо в режиме отсечки, либо в режиме насыщения. Как в том, так и другом слу­чае рассеиваемая мощность в данных транзисторах минимальна. Частота изменения силы тока Iэм зависит от глубины указанной положительной обратной связи, которая определяется сопротив­лением резистора R9*.

При электромагнитной постоянной времени обмотки электро­магнита, равной 100 — 120 мс, изменением сопротивления рези­стора R9* обеспечивается регулирование частоты изменения силы тока Iэм



в пределах 10 — 1000 Гц. Сила тока IЭм не зависит ни от напряжения источника питания, ни от сопротивления обмотки электромагнита, поскольку входным сигналом для системы регу­лирования является только падение напряжения в резисторе R16, которое при постоянстве сопротивления данного резистора явля­ется функцией силы тока Iэм. Благодаря этому данная схема обеспечивает высокую стабильность среднего значения тока Iэмср в цепи нагрузки при значительных колебаниях таких внешних факторов, как напряжение бортовой сети автомобиля и темпера­тура окружающей среды.

Наряду с поддержанием в цепи нагрузки постоянной заданной силы тока рассматриваемая схема позволяет обеспечить и ее из­менение по заданному закону в зависимости от уровня управляю­щих сигналов, подводимых к входу А схемы. Это, в частности, может быть реализовано путем изменения сопротивления рези­стора Rу

или подведения к входу А напряжения от источника управляющего сигнала.

В любом случае требуется только обеспечить изменение по за­данному закону напряжения, подводимого к входу А схемы и, следовательно, к входу 4 операционного усилителя. Изменение данного напряжения обусловит переход усилителя от режима с низким уровнем выходного напряжения в режим с высоким его уровнем и обратно при других значениях напряжения U5 на вы­ходе 5 усилителя.

Из формулы (29) следует, что напряжение U5 определяет силу тока в обмотке электромагнита, т. е. значения Iэмmin, IЭм max и Iэмср

будут меняться в зависимости от величины Ub.

Описываемая схема теоретически не имеет ограничений в от­ношении мощности нагрузки, если требуется поддержание задан­ной силы тока или его регулирование. Практически, однако, ис­пользовать данную схему при силе тока выше 10 — 15 А затрудни­тельно из-за необходимости применения радиаторов больших раз­меров, способных рассеивать мощность 10 — 20 Вт, выделяемую в цепи регулирующих (выходных) транзисторов.

 

УСЛОВИЯ РАБОТЫ ЭЛЕКТРОННОЙ АППАРАТУРЫ АВТОМОБИЛЕЙ

Основными внешними факторами, влияющими на работу электронной аппаратуры автомобилей, являются температура окружающей среды, диапазон изменения напряжения в бортовой сети, уровень помех (в цепях питания, а также полевых).

В зависимости от климатического исполнения изделий электро­оборудования и места их установки на автомобиле (в моторном отделении, кабине или снаружи кузова и кабины) ГОСТ 3940 — 84 устанавливает различные диапазоны температуры окружающей среды, в пределах которых должна обеспечиваться работоспособ­ность и сохранность изделий электрооборудования, в том числе и электронной аппаратуры. С учетом возможности установки элек­тронной аппаратуры как в моторном отделении, так и вне его, ис­ходя из ГОСТ 3940 — 84, следует ориентироваться на обеспечение ее работоспособности в диапазоне температур окружающей среды от — 40 до +70°С.

Наряду с этим в некоторых случаях оказывается необходимым предусматривать возможность работы аппаратуры в более широ­ком диапазоне температур окружающей среды. В частности, при особо неблагоприятных условиях эксплуатации у некоторых моде­лей автомобилей максимальная температура в моторном отделе­нии может достигать 90°С и даже 100°С. Когда автомобиль рабо­тает в холодных климатических зонах, то вероятно уменьшение температуры окружающей среды до — 60°С. При такой темпера­туре должна обеспечиваться работоспособность аппаратуры систем управления такими агрегатами, как подогреватели двигателей и отопители салона автомобиля. За исключением этого особого слу­чая, при столь низкой температуре отсутствует необходимость сразу же включать электронную аппаратуру, поскольку она долж­на вступать в действие только после прогрева двигателя и салона автомобиля. Однако необходимо, чтобы даже после длительного нахождения электронной аппаратуры при температуре до — 60 °С ее последующий прогрев до температуры — 40 °С обеспечивал тре­буемую работоспособность. Данное требование оговаривается ГОСТ 3940 — 84 применительно к исполнению ХЛ аппаратуры.

В соответствии с требованиями ГОСТ 3940 — 84 электронная аппаратура при номинальном напряжении UНОМ в бортовой сети, равном 12 В, должна сохранять работоспособность при изменении этого напряжения в пределах 10,8 — 15 В, а при номинальном на­пряжении, равном 24 В, в пределах 21,6 — 30 В.

С целью получения стабильных характеристик электронной аппаратуры ее, как правило, подключают к источнику стабилизи­рованного напряжения. Для ряда серий интегральных микросхем, применяемых в электронной аппаратуре автомобилей, минимально допустимое напряжение питания составляет 10 В. Для получения такого стабилизированного напряжения при минимально возмож­ном напряжении бортовой сети, равном 10,8 В (в случае Unolf=

12 В), требуется применять стабилизаторы напряжения только компенсационного типа, у которых наименьшая разность между входным и выходным напряжениями составляет десятые доли вольта. При Uном = 24 В такое ограничение отпадает, но в этом случае более сложно решается проблема отвода теплоты от выход­ных элементов стабилизатора, поскольку в них имеется значитель­ное падение напряжения и, следовательно, выделяется большая мощность.

Электронная аппаратура автомобилей работает в условиях са­мых различных помех. Основными из них являются помехи в цепях питания и полевые, возникающие в результате работы различных электромагнитных механизмов и устройств, действие которых при­водит к искрообразованию. Необходимо подчеркнуть, что характер и уровень помех, действующих на электронную аппаратуру при ра­боте электрооборудования автомобилей, зависит от большого числа факторов, в том числе от трассировки проводки, расположения агрегатов электрооборудования, исполнения коммутирующих эле­ментов и т. д. Все эти факторы могут меняться в зависимости от модели автомобиля и даже при ее модернизации. Поэтому следует исходить из наихудших условий работы электронной аппаратуры в отношении воздействия на нее помех.

При обычных условиях работы электрооборудования автомо­биля источниками питания электронной аппаратуры служат парал­лельно соединенные генератор и аккумуляторная батарея. Послед­няя является мощным фильтром для низкочастотных помех и на­дежно защищает от них электронную аппаратуру. Однако в слу­чае отключения по какой-либо причине аккумуляторной батареи от цепи питания электронной аппаратуры условия ее работы резко ухудшаются в результате появления в цепи питания значительных перенапряжений.



Необходимо особо подчеркнуть, что в автомобиле практически невозможно применение известных высокоэффективных фильтров, поскольку при прохождении через такие фильтры тока нагрузки в них происходит падение напряжения порядка нескольких вольт. Такое большое падение напряжения неприемлемо по условиям питания аппаратуры, особенно для автомобилей с номинальным напряжением бортовой сети, равным 12 В. Поэтому проблема за­щиты электронной аппаратуры автомобилей от перенапряжений в цепях питания является особо сложной задачей.

Рассмотрим более подробно основные причины появления таких перенапряжений в бортовой сети автомобилей, оборудованных кар­бюраторным двигателем, т. е. имеющих батарейную систему зажи­гания. При движении автомобиля в дневное время от его бортовой сети отключены все мощные светотехнические приборы, и в этом случае ее нагрузкой являются только аппаратура системы зажи­гания и электронные приборы. Если при этих условиях аккумуля­торная батарея будет отключена от бортовой сети, то в ней по-. явятся непрерывно повторяющиеся короткие импульсы напряжения с амплитудой 80 — 100 В (рис. 1,а), под воздействием которых оказывается и электронная аппаратура. Такие импульсы возникают в результате ком­мутации тока в цепи катушки зажигания, имеющей значи­тельную индуктивность.



Рис. 1. Изменение напряжения в бор­товой сети автомобиля при отклю­ченной аккумуляторной батарее: а — без элементов защиты от перена­пряжений; б — с защитным стабилитро­ном

Опасные перенапряжения в бортовой сети могут возник­нуть в автомобилях, оборудо­ванных любым типом двига­теля при следующих условиях:

двигатель работает с часто­той вращения коленчатого вала, при которой генератор работает в режиме максимальной мощности;

аккумуляторная батарея находится в разряженном состоянии;

мощные потребители электроэнергии отключены от цепи пита­ния (например, при эксплуатации автомобиля в дневное время).

В этом случае почти весь ток нагрузки генератора поступает в аккумуляторную батарею, а поскольку батарея находится в раз­ряженном состоянии, в нее поступает зарядный ток большой силы. Для обеспечения такой силы зарядного тока генератор работает с током возбуждения максимальной силы. Если при данном ре­жиме работы генератора по какой-либо причине (например, из-за нарушения контакта) произойдет отключение аккумуляторной батареи от бортовой сети, то это вызовет резкое уменьшение силы тока нагрузки генератора. Вследствие сравнительно большой электромагнитной постоянной времени цепи возбуждения генера­тора регулятор напряжения генератора не сможет одновременно со снижением силы тока нагрузки генератора уменьшить силу тока возбуждения для сохранения в заданных пределах; напряжения генератора. В результате произойдет быстрое увеличение напряже­ния генератора, которое при особо неблагоприятных условиях мо­жет достигнуть 150 — 200 В, а продолжительность действия этого напряжения составит 100 — 200 мс.



Значительные перенапряжения в цепях питания могут возник­ нуть не только при внезапном отключении аккумуляторной бата­реи, но и в тех случаях, когда двигатель работает с отключенной аккумуляторной батареей, а к бортовой сети подключен потреби­тель электроэнергии с изменяющейся в значительных пределах силой тока нагрузки. Таким потребителем, например, являются приборы аварийной стояночной световой сигнализации, при работе которой происходит периодическое включение и выключение мощных сигнальных ламп, в результате чего сила тока нагрузки гене­ратора практически скачкообразно изменяется на 15 — 20 А.

Для того чтобы предохранить электронную аппаратуру от воз­действия указанных перенапряжений, применяют различные спо­собы защиты. Одним из способов является подключение между по­ложительным полюсом бортовой сети и массой автомобиля мощ­ного стабилитрона с опорным напряжением на 4 — 6 В больше мак­симального напряжения бортовой сети. Иногда последовательно с таким стабилитроном включают токоограничивающий резистор с небольшим сопротивлением (около десятых долей ома). При та­ком подключении стабилитрона в период действия импульсов напряжения через него будут проходить короткие импульсы силы тока с амплитудой около нескольких ампер, а амплитуда импуль­сов напряжения будет снижаться до значения, равного опорному напряжению стабилитрона (рис. 1,6).

Существенным недостатком данного способа защиты бортовой сети и подключенной к ней электронной аппаратуры от перенапря­жений является необходимость использования стабилитронов с до­пускаемой импульсной мощностью рассеяния порядка десятков ватт, которая выделяется в стабилитроне в момент прохождения через него импульсов тока. Следует, однако, иметь в виду, что вследствие малой длительности импульсов средняя мощность рас­сеяния в стабилитроне оказывается небольшой (единицы ватт). Такую допустимую среднюю мощность рассеяния имеют стабили­троны типов Д815, Д816.

Более эффективным, но одновременно и более сложным, явля­ется метод защиты от перенапряжения, осуществляемый при под­ключении к бортовой сети балластной нагрузки (15 — 20 А), как только напряжение в ней превысит заданный предел. В этом слу­чае практически вся мощность рассеяния выделяется в балласт­ном резисторе, а полупроводниковый прибор (тиристор или тран­зистор) является только коммутирующим элементом. Вследствие подключения к бортовой сети мощной балластной нагрузки предот­вращается сброс нагрузки генератора и тем самым устраняется причина появления перенапряжений. Ввиду относительно корот­ких периодов действия перенапряжений балластный резистор может быть рассчитан не на полную мощность рассеяния, а ком­мутирующий элемент может быть выбран, исходя из максимально допускаемой силы импульсного тока нагрузки. Однако и с учетом этого описанный способ защиты от перенапряжений требует ис­пользования аппаратуры сравнительно больших размеров, что ограничивает область его применения.



Еще одним способом защиты является использование токоогра-ничивающих резисторов и стабилитронов для защиты только мало­мощных элементов аппаратуры управления (с малой силой потреб­ляемого тока) в сочетании с установкой в силовых цепях аппара­туры коммутирующих устройств, имеющих высокое допустимое рабочее напряжение. При таком способе защиты в случае увели­чения напряжения в бортовой сети выше заданного предела через токоограничивающий резистор в цепи питания маломощных эле­ментов аппаратуры проходит ток увеличенной силы (вследствие автоматического включения стабилитрона). В результате резко возрастает падение напряжения в указанном токоограничивающем резисторе, что предохраняет маломощную аппаратуру от пере­напряжений.

При таком способе защиты также успешно решается проблема сохранения работоспособности элементов силовой цепи, поскольку в настоящее время промышленность выпускает ряд моделей сило­вых транзисторов с высоким напряжением в сочетании с низким напряжением насыщения, необходимым для обеспечения высоких показателей электронной аппаратуры.

 

УСТРОЙСТВА ЗАЩИТЫ ЭЛЕКТРОННЫХ СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЯ ОТ АВАРИЙНЫХ РЕЖИМОВ

В случае отказа или неправильного функционирования тех или иных элементов электронной системы управления в ней могут возникнуть аварийные режимы, следствием которых явится выход системы из строя, а в некоторых случаях возможно даже снижение безопасности эксплуатации автомобиля. Для исключе­ния подобных ситуаций электронные системы снабжают защит­ными устройствами.

Наибольшее распространение получили устройства, осуществ­ляющие следующие защитные функции:

отключение потребителей от источника питания при увеличе­нии силы тока нагрузки выше допустимого предела (в том числе при коротком замыкании в цепи нагрузки);

предотвращение непредусмотренного одновременного включе­ния двух и более потребителей;

защиту от непредусмотренного включения потребителей в слу­чае отказа датчика частоты вращения контролируемого вала;

предотвращение выхода аппаратуры из строя при подведении к ней напряжения питания обратной полярности.

 

Защита от перегрузки (по силе тока)

и коротких замыканий в цепи нагрузки

В системах управления агрегатами автомобилей нагрузкой электронных блоков, как правило, являются электромагнитные механизмы. В этих механизмах возможно или частичное замыка­ние между собой витков обмотки, или полное короткое замыкание в ее цепи. В обоих случаях повышается сила тока нагрузки элек­тронного блока, и во избежание его выхода из строя необходимо обеспечить отключение нагрузки от блока при увеличении силы тока нагрузки выше заданного предела.

Рис. 40. Схема устрой­ства защиты цепей от перегрузки по току и коротких замыканий

Известно большое число различных систем защиты электрон­ных устройств от перегрузки по току [18, 35]. Для электронных систем управления агрегатами автомобилей предпочтительнее при­менять системы защиты с «защелкой». Особенность действия такой системы заключается в том, что после ее срабатывания даже в случае ликвидации причины перегрузки электронного блока для повторного подключения к нему нагрузки необходимо сначала принудительно отключить систему защиты.

Эта система защиты исключает возможность перегрева каких-либо элементов схемы и, кроме того, требует вмешатель­ства водителя для восстановления нормальной работы системы управления. Последнее имеет особое значение с точки зрения обеспечения безопасности эксплуатации автомобиля, поскольку водитель получает сигнал о неисправности в системе управления.

Рассмотрим устройство защиты УЗ от перегрузки по току вы­ходной цепи электронного блока, через которую осуществляется питание электромагнитов системы автоматического управления гидромеханической передачей (рис. 40). Нагрузкой выходной цепи блока является обмотка электромагнита, сила тока в цепи которой практически равна силе тока, проходящего через эмиттер транзистора VT3 и измерительный резистор R4 блока защиты.

При нормальных условиях работы системы, когда сила тока нагрузки не превышает заданного предельного значения, падение напряжения в резисторе R4 недостаточно для открытия транзи­стора VT4. В этом случае блок защиты не вступает в действие. Если же в цепи нагрузки происходит короткое замыкание или сопротивление обмотки существенно уменьшается, то вследствие увеличения силы тока, проходящего через резистор R4, падение напряжения в нем возрастает до значения, достаточного для от­крытия транзистора VT4. Вследствие этого появляется напряже­ние на коллекторе транзистора VT4, что вызывает открытие транзистора VT5. В результате к эмиттеру транзистора VT5 ока­зывается подведенным напряжение

Uа=Uп — ДUЭБ4 — ДUКЭ5,

где ДUэв4 — падение напряжения на переходе эмиттер — база транзистора VT4; ДU КЭ5 — падение напряжения на переходе кол­лектор — эмиттер транзистора VT5.

Сумма значений ДUЭБ4 и ДUКЭ5 не превышает 0,7 — 0,75 В, поэтому к базе транзистора VT2 подводится напряжение U В2 = = Uп — (0,74-0,75), а к его эмиттеру — напряжение V Э2 = = Uп

— (0,64-0,7). Это гарантирует закрытие транзисторов VT2 и VT3 с отключением обмотки электромагнита от источника пита­ния, вследствие чего сила тока, проходящего через резистоо R4 снижается до нуля. Транзисторы VT4 и VT5 при этом продолжают оставаться открытыми, поскольку они включены по схеме аналога однопереходного транзистора, и после включения остаются в та­ком состоянии, несмотря на прекращение действия открывающего сигнала (падение напряжения в резисторе R4).



Для последующего подключения обмотки электромагнита к источнику питания необходимо сначала принудительно закрыть транзисторы VT4 и VT5. Это может быть выполнено либо путем кратковременного закрытия транзистора VT1, либо отключения электронного блока от источника питания. Затем следует вновь подключить электронный блок к источнику питания, вследствие чего восстановится его нормальная работа.

Защита от непредусмотренного включения

двух и более потребителей

Эта защита предназначена для предотвращения аварийных режимов, которые могут возникнуть в автомобиле при одновре­менном непредусмотренном включении двух или более его узлов и агрегатов. Такая защита, в частности, необходима в системах управления переключением передач, так как одновременное вклю­чение двух передач может привести не только к поломке коробки передач, но и явиться причиной аварии автомобиля. В результате действия рассматриваемой защиты должна исключаться возмож­ность одновременного включения транзисторов или других комму­тирующих элементов, управляющих включением передач.



Рис. 41. Схема подключения устройства защиты от непредусмотренного одно­временного включения транзисторов коммутации нагрузки на базе логических элементов типа 2И — НЕ

В состав блока защиты входят следующие функциональные узлы: устройство контроля числа включенных коммутирующих элементов и командное устройство включения защиты. При нор­мальном функционировании электронной системы управления, т. е, при включении только какого-либо одного коммутирующего элемента, устройство контроля не вырабатывает сигнала для срабатывания командного устройства включения защиты. Такой сигнал поступает на вход командного устройства лишь в случае одновременного включения двух или более коммутирующих эле­ментов. В результате командное устройство срабатывает, и обес­печивается отключение всех потребителей от источника питания.

Рассматриваемая система защиты может быть реализована с использованием как цифровых элементов, так и аналоговой схемотехники. Схема подключения устройства защиты УЗ, предот­вращающего возможность одновременного вклюзения двух или более транзисторов VT1 — VT4 коммутации нагрузки, выполнен­ная на базе цифровых логических элементов типа 2И — НЕ пока­зана на рис. 41. Элементы DD1.1 — DD1.4, DD2.1 и DD2.2. обра­зуют устройство контроля, а триггер типа R — S, собранный на элементах DD2.3 и DD2.4 — командное устройство включения за­щиты.





Рис. 42. Схема устройства защиты от непредусмотренного одновременного вклю­чения транзисторов коммутации нагрузки на базе операционного усилителя DA1

Коммутирующими элементами системы управления являются транзисторы VT1, VT2, VT3 и VT4, выходы которых через дели­тели напряжения связаны с входами логических элементов уст­ройства контроля. При нормальной работе системы управления включен только какой-либо один из этих транзисторов, и только на коллекторе данного транзистора появляется напряжение. На коллекторах остальных транзисторов напряжение равно прак­тически нулю. Благодаря этому напряжение с уровнем «логиче­ской 1» может быть подведено только к какому-либо одному из входов логических элементов устройства контроля, и, следова­тельно, на всех выходах данных логических элементов и входе А элемента DD2.4 напряжение имеет уровень, равный «логиче­ской 1».

При таком уровне напряжения на входе А напряжение на вы­ходе Г триггера имеет низкий уровень, в результате чего блок отключения питания БОП не приводится в действие, и транзистор VTO остается во включенном состоянии.

Если же по какой-либо причине происходит одновременное включение двух транзисторов, то по крайней мере у одного из логических элементов коммутирующего устройства напряжение с уровнем «логической 1» подводится одновременно к обоим его входам. Следствием этого является появление напряжения низ­кого уровня на выходе данного логического элемента и на входе Л триггера. Таким образом, триггер перебрасывается в состояние с напряжением на его выходе Г, равным уровню «логической 1». Это, в свою очередь, приводит к срабатыванию блока БОП, вызы­вающему выключение транзистора VTO, т. е. к отключению всех потребителей от источника питания.

Для возврата схемы в исходное положение необходимо подать короткий импульс с уровнем «логического 0» на вход Б триггера, что реализуется при замыкании контактов выключателя S2.

Схема устройства, выполненного на базе элемента аналоговой схемотехники — операционного усилителя DA1, представлена на рис. 42. Напряжение на инвертирующем входе 4 операционного усилителя с помощью резисторов R5 и R6 устанавливается на уровне, превышающем напряжение, подводимое к неинвертирую­щему входу 5 усилителя при включении какого-либо одного из транзисторов VT1, VT2, VT3 или VT4. При этом напряжение на выходе 10 операционного усилителя имеет низкий уровень, благо­даря чему не включается блок БОП, и транзистор VTO остается включенным.



Если же происходит одновременное включение каких-либо двух из указанных транзисторов, то это приводит к увеличению напря­жения, подводимого к неинвертирующему входу 5 усилителя, до уровня, превышающего напряжение на инвертирующем входе 4. В результате операционный усилитель переходит в режим с высо­ким уровнем напряжения на его выходе 10, что приводит к сраба­тыванию блока БОП и выключению транзистора VTO с отсо­единением от источника питания всех коммутирующих транзи­сторов.

После появления напряжения высокого уровня на выходе 10 усилителя вступает в действие его положительная обратная

связь, благодаря соединению выхода 10 и неинвертирующего входа 5 через резистор R11 и диод VD5. Это обеспечивает сохра­нение высокого уровня напряжения на входе 5 усилителя не­смотря на то, что к данному входу не подводиться напряжение от коммутирующих транзисторов. В результате и на выходе 10 уси­лителя напряжение имеет высокий уровень, что обеспечивает вы­ключенное состояние транзистора VT0. Для выключения защиты надо на короткое время отключить схему от источника питания, разомкнув контакты выключателя S1.

При некоторых неисправностях в электронной системе управ­ления может возникнуть режим релаксации, при котором будут быстро поочередно включаться и выключаться какие-либо два коммутирующих элемента. В этом случае среднее значение напря­жения на выходе данных элементов окажется равным примерно половине напряжения источника питания потребителей — борто­вой сети автомобиля.

В электронных системах управления нагрузкой обычно яв­ляется обмотка электромагнита. Для надежной работы системы управления электромагниты рассчитывают так, чтобы они сраба­тывали при наиболее неблагоприятных условиях, т. е. при мини­мальном напряжении бортовой сети, максимальной температуре нагрева обмотки и т. д. В связи с этим вполне вероятно срабаты­вание электромагнита при подведении к его обмотке напряжения, равного половине напряжения бортовой сети, особенно если это напряжение близко к максимально допустимому значению (15 и 30 В соответственно для номинальных напряжений бортовой сети, равных 12 и 24 В).



При быстро повторяющемся включении и выключении двух коммутирующих элементов в каждый момент времени напряже­ние высокого уровня появляется только на выходе какого-либо одного из элементов. Поэтому если не принять специальных мер, то при таком режиме работы коммутирующих элементов рассмат­риваемая защита не срабатывает, т. е. не будет предотвращено возможное одновременное срабатывание двух электромагнитов системы управления, что недопустимо. Для срабатывания защиты при данных условиях в ее схеме применены конденсаторы С1, С2, СЗ и С4. Зарядка указанных конденсаторов . происходит в очень короткий промежуток времени, поскольку в цепи их зарядки от­сутствуют резисторы, а разрядка конденсаторов осуществляется значительно медленнее вследствие наличия в их разрядной цепи резистора с сопротивлением 20 кОм.

Рассмотрим вначале действие схемы при нормальной работе системы управления в режиме, когда происходит выключение транзистора VTI и включение транзистора VT2. В период вклю­чения транзистора VT1 конденсатор С1 заряжается до напряже­ния, близкого к напряжению источника питания. Поэтому в мо­мент выключения транзистора VT1 и включения транзистора VT2 напряжение к входу 5 операционного усилителя подводится как от коллектора транзистора VT2, так и от ранее зарядившегося конденсатора С1. При этом напряжение на входе 5 постепенно увеличивается по мере зарядки конденсатора С5.

Постоянная времени зарядки конденсатора С5 существенно выше постоянной времени разрядки конденсатора С1, поэтому количество электричества, поступаемое от конденсатора С1 к кон­денсатору С5, невелико и мало влияет на уровень напряжения на данном конденсаторе. Вследствие этого рассматриваемая защита не срабатывает.

Иное положение создается при быстро повторяющемся вклю­чении и выключении транзисторов VT1 и VT2. В таком случае из-за малого промежутка времени между повторяющимися вклю­чениями транзисторов VT1 и VT2 конденсаторы С1 и С2 за периоды выключенного состояния транзисторов не успевают раз­рядиться, т. е. создаются условия, аналогичные появлению высо­кого уровня напряжения одновременно на коллекторах двух транзисторов. В результате срабатывает устройство защиты и предотвращается возможность одновременного включения элек­тромагнитов системы управления.



Команда на одновременное непредусмотренное включение двух потребителей может поступить как при ошибочном действии системы управления коммутирующими элементами, так и вслед­ствие пробоя в их выходной цепи. В первом случае для предотвра­щения одновременного включения двух потребителей достаточно подать команду системе управления принудительно закрыть ком­мутирующие элементы.

Если же произошел пробой в выходной цепи коммутирующего элемента, то он становится неуправляемым, и для обеспечения отключения потребителей от источника питания приходится ис­пользовать дополнительное выключающее устройство в цепи пита­ния всех коммутирующих элементов.

В обоих рассмотренных устройствах защиты для этой цели используется транзистор VTO, взамен которого можно применять любое отключающее устройство, например электромагнитное реле.

Схема устройства защиты, выполненная в соответствии с рис. 42, имеет следующие преимущества перед схемой на рис. 41: мень­шее число комплектующих изделий, более высокая помехоустой­чивость; обеспечивается защита от одновременного включе­ния большого количества цепей без значительного усложнения схемы. Требуется лишь от коммутирующего элемента каждой за­щищаемой цепи подать напряжение на неинвертирующий вход операционного усилителя. Для решения этой же задачи в устрой­ствах защиты, выполненных на базе логических элементов типа И — НЕ, добавление каждой защищаемой цепи вызывает необхо­димость введения в схему нескольких дополнительных логических элементов.

Таким образом, устройства защиты на базе логических элемен­тов следует применять при числе защищаемых цепей не более трех, а также в тех случаях, когда вся система управления создана на базе цифровых элементов и в нее нецелесообразно вводить устройства аналоговой схемотехники.

 

 

Защита от непредусмотренного включения потребителей при отказе датчика частоты вращения системы управления

Обязательным элементом любой электронной системы управления агрегатами трансмиссии является датчик частоты вращения того или иного вала. Его выходным сигналом является ЭДС, частота и амплитуда которой меняются в зависимости от частоты вращения контролируемого вала.





Рис. 43. Индукторный датчик частоты вращения:

1 — обмотка; 2 — постоянный магнит; 3 — корпус; 4 и 5 — выводные концы обмотки; 6 — изоляционная втулка; 7 — сердечник; 8 — зубчатый диск



Рис. 44. Тахогенератор:

1 — вал; 2 — обмотка статора; 3 — постоянный магнит



Рис. 45. Структурная схема системы защиты от непредусмотренного включения передач при отказе датчика скорости

В современных электронных системах управления обычно ис­пользуют датчики частоты вращения индукторного типа (рис. 43), устанавливаемые с небольшим зазором над зубчатым диском, приводимым от контролируемого вала. Выходным сигна­лом датчика является индуктируемая в его обмотке ЭДС, имею­щая форму обычной или «деформируемой» синусоиды. Частота изменения ЭДС пропорциональна частоте вращения контроли­руемого вала, а ее амплитуда, хотя и возрастает с повышением частоты вращения вала, но изменяется в зависимости от нее по нелинейному закону и ее величина существенно зависит от точ­ности установки зазора между преобразователем и зубчатым диском. В связи с этим в системах управления, содержащих индукторный датчик, в качестве управляющего сигнала исполь­зуется только частота изменения его ЭДС.

В некоторых системах автоматики для контроля частоты вра­щения валов используют тахогенераторы переменного тока с воз­буждением от постоянных магнитов (рис. 44). У таких генерато­ров как амплитуда, так и частота изменения ЭДС пропорцио­нальны частоте вращения контролируемого вала. Поэтому в систе­мах управления с применением тахогенератора входным сигналом электронного блока могут быть и частота, и ЭДС генератора.

Если вал, контролируемый датчиком частоты вращения, непо­движен, то сигнал на его выходе отсутствует. При отказе датчика сигнал на его выходе пропадает независимо от частоты вращения контролируемого вала, что эквивалентно подаче сигнала системе управления об остановке контролируемого вала. Следствием этого ложного сигнала может явиться выработка системой управления такой ошибочной команды, которая приведет или к поломке того или иного агрегата автомобиля, или к снижению безопасности его эксплуатации. Так, например, если в системе автоматического управления переключением коробки передач произойдет отказ датчика, контролирующего частоту вращения выходного вала коробки передач, то это вызовет подачу команды на включение низшей передачи. Очевидно, что такое включение при движении автомобиля с высокой скоростью приведет к аварийной ситуации.



Для исключения подобных случаев используют защиту от не­предусмотренного включения потребителей при отказе датчика частоты вращения, основанную на различии в скорости изменения сигналов в системе управления при нормальном ее функциониро­вании и при отказе датчика, а также на контроле за исправ­ностью обмотки датчика.

Система защиты, основанная на первом принципе, предназна­чена для предотвращения непредусмотренного включения в коробке передач низшей (первой) передачи в случае отказа дат­чика частоты вращения выходного вала коробки передач во время движения автомобиля с высокой скоростью.

Синусоидальный сигнал, вырабатываемый датчиком скорости ДС, поступает на вход формирователя импульсов (рис. 45), кото­рый преобразует данный сигнал в последовательность прямо­угольных импульсов. Далее сигнал с выхода формирователя раз­деляется на два: один поступает на вход ПЧН системы переклю­чения электромагнитов, другой — на вход блока преобразования импульсов системы защиты, выполненный по схеме пик — детек­тора. Этот блок преобразует последовательность импульсов в на­пряжение постоянного тока, величина которого остается постоян­ной независимо от частоты следования импульсов.

В ПЧН происходит преобразование частоты входных импуль­сов в напряжение постоянного тока, подводимое далее к входу блока переключения передач (БПП), управляющему переключе­нием электромагнитов ЭМ1, ЭМ2 и ЭМЗ. Кроме того, напряжение от выхода ПЧН подводится к входу элемента задержки ЭЗ. Изме­нение напряжения на выходе происходит с запаздыванием по от­ношению к входному сигналу.

БПП содержит пороговые устройства, каждое из которых настроено на срабатывание при определенном напряжении.. Поэтому в зависимости от частоты входного сигнала, определяю­щей величину напряжения на выходе ПЧН, происходит включе­ние соответствующих пороговых устройств с подачей команд на включение электромагнитов через имеющиеся в БПП элементы логики и усилители.





Рис. 46. Схема устройства защиты от непредусмотренного включения передач при отказе датчика скорости с элементом задержки

Во время движения автомобиля к входу пик-детектора при исправном датчике скорости подводятся импульсы, вследствие чего на его выходе имеется напряжение высокого уровня, а на­пряжение на выходе логического инвертора ЛИ (схема НЕ) при этом близко к нулю. Также близким к нулю оказывается напря­жение на входе 2 включателя запоминающего устройства ВЗУ, выполненного по типу логического элемента 2И

— НЕ. Поэтому напряжение на выходе ВЗУ, подводимое к входу запоминающего устройства ЗУ, имеет высокий уровень.

Запоминающее устройство (триггер) срабатывает только при подведении к его входу напряжения низкого уровня, поэтому при исправном датчике ДС это устройство не подает команды комму­татору выключить электромагниты.

При неподвижном автомобиле импульсы напряжения на вы­ходе формирователя импульсов отсутствуют и напряжение на вы­ходе пик-детектора равно нулю, а напряжения на выходе инвер­тора ЛИ и входе 2 ВЗУ имеет высокий уровень. Это, однако, не приводит к появлению напряжения низкого уровня на выходе ВЗУ, поскольку при отсутствии импульсов на выходе формирова­теля импульсов напряжение на выходе ПЧН ил и. равно нулю, или столь незначительно, что пороговое устройство защиты ПУзащ не может сработать, т. е. напряжение на его выходе и входе 1 ВЗУ равно нулю. Поэтому при неподвижном автомобиле рассматри­ваемая защита не срабатывает.

Если автомобиль движется со скоростью, при которой напря­жение на выходе ПЧН оказывается достаточным для срабатыва­ния порогового устройства защиты, и в это время происходит отказ датчика скорости, то система защиты действует следующим образом. Вследствие отказа датчика ДС исчезают импульсы на выходе формирователя, и напряжение на выходе пик-детектора снижается до нуля, а на выходе инвертора ЛИ и входе 2 ВЗУ появляется напряжение высокого уровня. Исчезновение импуль­сов на выходе формирователя приводит к резкому снижению на­пряжения на выходе ПЧН и, следовательно, на входе элемента задержки. Несмотря на это, напряжение на выходе последнего исчезает не сразу, а с определенным запаздыванием, поэтому пороговое устройство защиты остается во включенном состоянии еще некоторое время после исчезновения входных импульсов. В течение указанного времени будет подводиться напряжение высокого уровня к входу 1 ВЗУ. Так как напряжение высокого уровня подводится в данный период и ко входу 2 ВЗУ, то ВЗУ переключается в состояние с низким напряжением на его выходе. В результате сработает запоминающее устройство ЗУ и к комму­татору поступит команда на отключение всех электромагнитов. Тем самым будет исключено аварийное включение низшей пере­дачи при отказе датчика скорости.



Электрическая схема такого устройства защиты приведена на рис. 46. В ней для преобразования последовательности прямоугольных импульсов, действующих на выходе формирователя импульсов ФИ, в напряжение постоянного уровня использован пик-детектор, состоящий из диода VD1, конденсатора С2 и рези­сторов R2 и R3. В периоды действия импульса через диод VD1 осуществляется быстрая зарядка конденсатора, а его разрядка в периоды паузы между импульсами происходит гораздо медлен­нее, поскольку ток разрядки конденсатора ограничивается рези­сторами R2 и R3. Вследствие этого при работающем датчике ско­рости ДС напряжение на выходе пик-детектора, подводимое к базе транзистора VT1, достаточно для его открытия. В резуль­тате напряжение, подводимое от коллектора транзистора VT1 к входу логического элемента DD1.1, оказывается близким к нулю, что обеспечивает получение напряжения высокого уровня (уровня «логической 1») на выходе 3 элемента DD1.1 и входе 4 эле­мента DD1.2.

Элементы DD1.2 и DD1.4 образуют триггер типа R — S, пере­ключение которого происходит только при подведении к его управляющим входам 4 и 13 сигналов с уровнем «логического О». Поэтому при работающем датчике ДС переключение триггера не происходит, и напряжение на его выходе 6 имеет низкий уровень. В результате элемент отключения ЭО, принудительно выключаю­щий блок логики БЛ не приводится в действие, т. е. система за­щиты не срабатывает.

При неподвижном автомобиле пороговое устройство ПУ1 вы­ключено, поэтому на его выходе и на входе 2 элемента DD1.1 на­пряжение близко к нулю. Поэтому напряжение на выходе 3 эле­мента DD1.1 имеет уровень «логической 1», т. е. переключение триггера не происходит, и устройство защиты не вступает в действие.

Если автомобиль движется со скоростью, при которой уже произошло срабатывание порогового устройства ПУ1 (вызываю­щее переключением с первой на вторую передачу), и в это время произошел отказ датчика скорости, то устройство защиты дейст­вует следующим образом:



при отказе датчика ДС пропадают импульсы на выходе фор­мирователя импульсов ФИ, в результате чего происходит быстрая разрядка конденсатора С2 и, как следствие, выключение транзи­стора VT1. В этом случае на коллекторе VT1 появляется напря­жение с уровнем «логической 1», которое подводится к входу 1 элемента DD1.1;

исчезновение импульсов на выходе формирователя ФИ обус­ловливает уменьшение до нуля (или до низкого уровня) напря­жения на выходе ПЧН.

До тех пор, пока не разрядится конденсатор С1, к входам пороговых устройств ПУ1, ПУ2 и ПУЗ будет подводиться напря­жение. Вследствие этого на выходе порогового устройства ПУ1 и, следовательно, на входе 2 элемента DD1.1 в течение небольшого промежутка времени будет сохраняться напряжение с уровнем «логической 1». В результате к обоим входам элемента DD1.1

окажется подведенным напряжение с уровнем «логической Ь, а на выходе 3 этого элемента появится напряжение с уровнем «логического 0», что обеспечит переключение триггера в состояние с напряжением на выходе 6 элемента DD1.2, равным «логиче­ской 1». Следствием этого явится срабатывание элемента отклю­чения ЭО с подачей команды блоку логики БЛ блока переключе­ния передач БПП на отключение электромагнитов ЭМ1 и ЭМ2 включения первой и второй передач. При этом во избежание раз­рыва связи между двигателем и колесами автомобиля одновре­менно подается команда на принудительное включение высшей (третьей) передачи вследствие подачи команды на включение электромагнита ЭМЗ.

Для выключения системы защиты следует после остановки автомобиля отключить систему управления от источника питания на короткий промежуток времени, а затем вновь ее включить. При отключении системы управления произойдет разрядка кон­денсатора СЗ, поэтому сразу же после включения питания к вхо­ду 13 элемента DD1.4 окажется подведенным напряжение с уров­нем «логического 0», что обеспечит переключение триггера в со­стояние с напряжением на выходе 6 элемента DDL2, равным уровню «логического О», в результате чего система защиты будет выключена.



Если при торможении автомобиля на скользкой дороге про­изойдет блокирование колес, то действие датчика скорости, не­смотря на продолжение движения автомобиля, прекратится. В этом случае система защиты может сработать, несмотря на исправность датчика. Однако если колеса автомобиля разблоки­руются в процессе движения автомобиля, то датчик скорости вновь вступит в действие и на его выходе появится напряжение, которое может оказаться достаточным для включения порогового устройства ПУ1 с появлением на его выходе напряжения с уров­нем «логической .1». В таких условиях напряжение с уровнем «логической 1» окажется подведенным к обоим входам элемента DD1.3, вследствие чего на его выходе 8 и, следовательно, на входе 13 элемента DD1.4 напряжение уменьшится до уровня «логиче­ского 0». Тем самым будет обеспечено переключение триггера в состояние с напряжением на выходе 6 логического элемента DD1.4, равным уровню «логического О». В результате произойдет выключение системы защиты без вмешательства водителя.

Если в качестве датчика скорости используется трехфазный тахогенератор, то защита от неправильного функционирования системы управления может быть обеспечена с помощью схемы, приведенной на рис. 47. (А. с. 740546, СССР, МКИ2 В 60 К 31/00). При исправном генераторе (период tОТК) ЭДС Uф индуктируется во всех трех его фазах I, II и III, поэтому напряжение Uвых на выходе выпрямителя, состоящего из диодов VD1 — VD6, имеет не­значительные пульсации (рис. 48). В результате напряжение Uc1 на конденсаторе С1 практически постоянно и меньше среднего значения напряжения UВых на 0,65 — 0,7 В (из-за падения напряжения в диоде VD7). В результате обеспечивается закрытое со­стояние транзистора VT1, поскольку к его эмиттеру подводится меньшее напряжение, чем к базе. При этом также закрыт транзи­стор VT2, управляющий триггером включения защиты типа R — 5, выполненном на элементах DD1.1 и DD1.2, и напряжение, подводимое к входу 5 элемента DDL2, равно уровню «логиче­ской 1».





Рис. 47. Схема устройства защиты от непредусмотренного включения передач при отказе тахогенератора

В момент подключения триггера к источнику питания конден­сатор С2 не заряжен, вследствие чего первоначально к входу 1 элемента DD1.1 оказывается подведенным напряжение с уровнем «логического 0». После зарядки конденсатора С2 на входе 1 уста­навливается напряжение с уровнем «логической 1». Следователь­но, после подключения системы управления к источнику питания триггер устанавливается в положение, при котором напряжение на выходе 6 элемента DD1.2 равно уровню «логического О». В этом случае команда на t срабатывание устройства за­щиты не подается.



Рис. 48. Изменение ЭДС, индукти­руемой в фазах тахогенератора и напряжения на выходе выпрямителя и конденсатора

Если во время движения автомобиля происходит отказ тахогенератора вследствие об­рыва цепи хотя бы одной из его обмоток или ее замыкания (например, фазы II в момент tотк). генератор работает как двухфазный. Резко увеличиваются пульсации напря­жения Uвых

(рис. 48), одновременно уменьша­ется напряжение Uc1

на конденсаторе С1. Однако постоянная времени его разрядки значительно вы­ше периода изменения на­пряжения Uвых

(при ско­ростях движения авто­мобиля, когда включена хотя бы вторая передача). Поэтому при отказе тахогенератора уже в первом полупериоде t3&M изменения напряжения Uвых оно становится меньше напряже­ния UC[. В результате напряжение, подводимое к эмиттеру транзистора VT1, оказывается больше напряжения на его базе, что обеспечивает открытие как данного транзистора, так и тран­зистора VT2. Напряжение на входе 5 элемента DD1.2 умень­шается до уровня «логического О», что обеспечивает переключение триггера в состояние с напряжением на выходе 6 элемента DD1.2, равным уровню «логической 1». Следствием этого является выра­ботка команды на срабатывание устройства защиты.



Рис. 49. Схема устройства за­щиты от непредусмотренного включения передач при отказе датчика скорости, основанная на контроле его сопротивления



Принцип действия рассмотренных устройств защиты основан на сопоставлении двух сигналов, один из которых действует с малым запаздыванием по отношению к изменению частоты вра­щения вала датчика скорости, а второй — имеет относительно большое запаздывание по отношению к первому сигналу. Продол­жительность запаздывания выбирают из условия предотвращения срабатывания устройства защиты при относительно медленном изменении частоты сигналов, вырабатываемых датчиком скорости, что имеет место при нормальной работе системы управления. При отказе преобразователя быстро изменяются вырабатываемые им сигналы, на что реагирует система защиты, обеспечивая отклю­чение защищаемых устройств.

Недостатком систем защиты, основанных на данном принципе, является возможность их ошибочного срабатывания при некото­рых быстро протекающих переходных процессах в системе управ­ления. С этой точки зрения более совершенными являются систе­мы защиты, основанные на контроле сопротивления датчика скорости. Одна из схем устройства такой системы защиты, пред­назначенного для использования в системе управления с датчиком индукторного типа, приведена на рис. 49.

Основным элементом устройства является двухуровневый ком­паратор, выполненный на двух операционных усилителях [10]. Отказ датчика скорости может произойти при обрыве цепи его обмотки или резком увеличении ее сопротивления из-за плохого контакта, либо при замыкании обмотки, вследствие чего ее сопро­тивление существенно уменьшается. Таким образом, при отказе датчика скорости происходит или уменьшение, или увеличение сопротивления в цепи его обмотки по отношению к нормальному значению. Это используют для выработки сигнала, подаваемого для срабатывания устройства защиты.

ВТ рассматриваемой схеме обмотка датчика скорости BV (со­противлением Rдc) совместно с резистором R1 образует делитель напряжения, от которого напряжение подводится к ФНЧ, состоя­щему из резистора R2 и конденсатора С2. ФНЧ сглаживает пуль­сации напряжения, подводимого к точке А схемы от делителя напряжения. Напряжение в данной точке схемы UА = = UCTRдc/(R1 + Rдc) (где Uст — стабилизированное напряжение источника питания схемы).



При исправном состоянии датчика скорости напряжение UА выше напряжения UB, подводимого к резистору R9 и далее к не­инвертирующему входу операционного усилителя DA2 (от дели­теля напряжения, верхним плечом которого является последова­тельно соединенные резисторы R3 и R4, а нижним плечом — рези­стор R5). Наряду с этим напряжение UA

ниже напряжения UБ, подводимого к резистору R6 и далее к инвертирующему входу операционного усилителя DA1 (от делителя напряжения, верхним плечом которого является резистор R3, а нижним плечом — по­следовательно соединенные резисторы R4 и R5). При указанных соотношениях между напряжениями UA, UБ

и Uв оба операцион­ных усилителя имеют на выходах напряжение низкого уровня, вследствие чего сигнал на срабатывание устройства защиты ими не подается.

Положение меняется, например, при коротком замыкании в цепи обмотки датчика или ее разрыве. В первом случае (Ядс= = 0) напряжение UA падает до нуля, вследствие чего напряжение на неинвертирующем входе операционного усилителя DA2 стано­вится выше напряжения, подводимого к его инвертирующему входу. В результате усилитель DA2 будет работать в режиме с вы­соким выходным напряжением, благодаря чему через элемент ИЛИ подается команда на срабатывание устройства защиты.

Во втором случае (Rдс = °о) напряжение UA возрастает до зна­чения, близкого к напряжению источника питания Uст, в резуль­тате чего напряжение, подводимое к неинвертирующему входу операционного усилителя, становится больше напряжения на его инвертирующем входе. Следствием этого является переключение операционного усилителя DA1 в режим с высоким уровнем напря­жения на его выходе с подачей команды на срабатывание уст­ройства защиты.

В рассматриваемой схеме команда на срабатывание устрой­ства защиты сохраняется в течение всего времени, пока сущест­вует неисправность датчика скорости. Поэтому в составе схемы отсутствует элемент запоминания сигнала включения защиты, который является обязательным в рассмотренных ранее схемах устройств защиты (триггер типа R — S).



Для предотвращения подведения напряжения источника пита­ния на вход ПЧН в состав схемы защиты введен разделительный конденсатор С1.

 

Защита электронной аппаратуры от выхода из строя при подведении к ней напряжения питания обратной полярности

Для обеспечения в этом случае защиты в цепь питания электронной аппаратуры достаточно включить диод. Тогда при подведении к аппаратуре напряжения обратной полярности цепь ее питания окажется разорванной из-за включения защитного диода в непроводящем направлении. Данный способ защиты сле­дует применять в тех случаях, когда дополнительное падение на­пряжения в защитном диоде (0,6 — 0,8 В) приемлемо. Имеются, однако, случаи, когда такое падение напряжения недопустимо. В частности, при номинальном напряжении бортовой сети 12 В введение в цепь питания электронной схемы дополнительного диода приведет к тому, что минимально возможное напряжение ее питания снизится до 10 В. При этом невозможно будет обеспечить требуемое для ряда потребителей стабилизированное напряже­ние 10 В.



Рис. 50. Схемы устройств защиты от подключения к электронному блоку напряжения обратной полярности: а — цепей управления; б — силовой це­ли и цепей управления

При номинальном напряжении бортовой сети 12 В проблема защиты маломощных цепей от подведения напряжения обратной полярности может быть решена с помощью схемы, приведенной на рис. 50, а. В случае подведения напряжения требуемой поляр­ности транзистор VT1 работает в режиме насыщения с падением напряжения в его переходе эмиттер — коллектор порядка 0,1 — 0,15 В по сравнению с падением напряжения в защитном диоде 0,6 — 0,8 В. Если подается напряжение обратной полярности, то транзистор VT1 останется закры­тым, в результате чего цепь пита­ния электронного блока ЭБ ока­жется разорванной. Следует, однако, иметь в виду, что данная схема может быть применена только в том случае, если допу­стимое напряжение между ба­зой и эмиттером транзистора превышает максимальное напря­жение источника цитания. В про­тивном случае произойдет пробой перехода база — эмиттер с откры­тием перехода коллектор — эмит­тер транзистора.



В рассматриваемой схеме в качестве защитного элемента применен транзистор типа КТ501Ж, у которого допустимое напряже­ние между базой и эмиттером составляет 20 В, что выше макси­мально возможного напряжения бортовой сети (15 В).

Для защиты электронной схемы от напряжения обратной полярности в некоторых случаях могут быть использованы ком­мутирующие элементы самой схемы. В этом случае требуемая защита обеспечивается без дополнительного падения напряжения в цепях питания схемы. Данный принцип реализован в схеме (рис. 50,6), которая защищает достаточно мощную цепь (сила тока до 4 А в цепи нагрузки — обмотке электромагнита).

В случае подведения в рассматриваемой схеме напряжения обратной полярности транзистор VT2 (типа КТ837Х) остается закрытым, так как допустимое напряжение между его базой и эмиттером составляет 15 В. Предотвращается и включение тран­зистора VT1, потому что резистор R2 отключается от источника питания с помощью транзистора VT3, включенного согласно схе­ме, данной на рис. 50, а.

 

ного развития СССР на 1986

В «Основных направлениях экономического и социаль­ ного развития СССР на 1986 — 1990 годы и на период до 2000 года» в числе основных задач автомобильной промышленности указано на необходимость применения электронных устройств для сниже­ния удельного расхода топлива автомобилей.
В настоящее время непрерывно возрастает применение элек­тронных устройств, начиная от легковых автомобилей особо малого класса и кончая большегрузными автомобилями и автобусами большой вместимости. При этом электронные устройства исполь­зуют как для замены механических, гидравлических, пневматиче­ских и электромеханических систем управления, так и для созда­ния принципиально новых систем автоматики автомобилей и авто­бусов.
В отличие от начальных периодов развития автомобильной электроники для современного ее периода характерно наличие следующих четырех направлений:
создание электронных устройств для замены ими традиционных узлов автомобильного электрооборудования (регуляторы напря­жения, управление световой и звуковой сигнализацией, регуляторы систем отопления, кондиционирования, подогрева двигателя, тахо­метры, спидометры и т. д.);
применение электронных устройств (в том числе и с использо­ванием ЭВМ) для непрерывного контроля и выдачи текущей информации об эксплуатационных показателях автомобиля (на­пример, текущий расход топлива, целесообразность включения той или иной передачи, оптимальный режим движения и т. д.). К этой категории устройств следует отнести и системы диагностирования состояния агрегатов автомобиля;
разработка электронной аппаратуры управления зажиганием, топливоподачей и системами, обеспечивающими снижение токсич­ности отработавших газов двигателя;
создание электронных устройств для систем управления агре­гатами трансмиссии, тормозными системами и другими узлами автомобиля (за исключением двигателя).
Применение электронной аппаратуры в системах управления агрегатами автомобиля создало возможность получения качест­венно новых их показателей, что в ряде случаев повлекло за собой целесообразность изменения конструкции самих агрегатов. Поэто­му современная автомобильная электронная система управления фактически является комплексом собственно электронной аппа­ратуры и управляемых ею исполнительных устройств.

---

---